Проектирование усилителей импульсов

В статье рассматриваются вопросы проектирования усилителей импульсов на современной элементной базе без корректирующих индуктивностей и подходы к их практической реализации.Подходы к проектированию усилителей импульсов отли­чаются от подходов характерных для проектирования уси­лителей гармонических сигналов. При проектировании уси­лителей импульсов, необходимо знать какой или какие из его параметров несут полезную информацию. Это может быть: длительность импульса (в этом случае полоса пропускания должна быть максимальной), часто­та следования или за­держка относительно не­кого исходного импуль­са. Если важна малая временная задержка, то полоса пропускания уси­лителя в низкочастотной области может быть ог­раничена, что уменьшит влияние шумов и помех. Необходимо уделить внимание динамическо­му диапазону усилите­ля, так как необходимо минимизировать имен­но задержку, зависящую от амплитуды сигнала. Задержка, не зависящая от амплитуды входного импульса, может быть просто учтена при дальнейшей обра­ботке сигнала. Этот параметр становится важен, если уси­литель используется как составная часть измерительного ус­тройства, например дальномера. Нетрудно подсчитать, что каждая наносекунда задержки — это 0,165 м при измерении расстояния радиолокационным методом. Для гидролокации (скорость распространения ультразвуковой волны в воде рав­на примерно 1500 м/с) задержка в 1 мкс — это 0,75 мм точ­ности измерения. При проектировании необходимо учиты­вать импеданс (собственное сопротивление) источника сиг­нала. Вопрос не только в согласовании источника сигнала с усилителем. Вопрос в том, чтобы не ослабить сигнал на его входе. Например, динамическое сопротивление детекти­рующего СВЧ-диода Д608(А) лежит в пределах 620 Ом — 1,2 кОм. Если мы подключим к нему «стандартный» видео­усилитель с входным сопротивлением 50 Ом, то уровень сиг­нала на входе усилителя будет уменьшен на 28 дБ. Можно ли такое допустить при усилении сигналов амплитудой в не­сколько микровольт, если при этом нам необходимо усилить импульс, например в 60 дБ? Наверное, нет — так как в этом случае придется проектировать усилитель уже не на 60 дБ, а на 88 дБ, как минимум. Итак с постановкой задачи опре­делились. Перейдем к практике.

Простейший усилитель

Начнем с простейшего устройства. Например, необходи­мо усилить импульсный сигнал отрицательной полярности амп­литудой минус 20 мВ до уровня совместимого с логически­ми ИМС, например серии 74НСхх. То есть, необходимо не только преобразовать полярность импульса, но и выполнить его усиление до величины его идентификации, как логичес­кая единица. Этот уровень согласно спецификации для ИМС серии 74НСхх не должен быть ниже 4,2 В. То есть, необхо­димо обеспечить коэффициент усиления не менее 46,5 дБ или в 210 раз. Для данного примера нет смысла проектиро­вать усилитель, как обычный линейный. Достаточно исполь­зовать грамотно спроектированное пороговое устройство, по­просту компаратор или, если это допустимо, триггер Шмит­та. Учитывая отрицательную полярность входного импульса и его относительно малую величину, оптимальной будет схе­ма, представленная на рис.1.

Рис. 1

Схема выполнена на ИМС компаратора LM211 [1]. Не­обычность схемы — в подходе формирования опорного на­пряжения и выбор полярности выходного импульса. Слож­ность делителя для задания порога срабатывания вызвана неизбежными отклонениями номиналов элементов делите­ля, необходимостью хорошей фильтрации опорного напря­жения, компенсации напряжения смещения входного напря­жения (для LM211D может достигать 3 мВ, а для более де­шевой ИМС LM311D — 7, 5 мВ). Кроме того, невозможно гарантировать точное соответствие напряжения питания пя­ти вольтам. Таким образом, видно, что без подстройки по­рога срабатывания обойтись нельзя. Простым делителем удобство и, главное, точность регулировки для таких низ­ких напряжений как 20 мВ, не будет обеспечена. Поэтому напряжение питания уменьшено делителем до уровня, при­мерно, 150 мВ отфильтровано и приведено к напряжению 20 мВ в среднем положении ротора подстроенного резис­тора R5 при напряжении питания 5 В. Входное сопротив­ление задается выбором номинала резистора R4, а компен­сация разности входных токов равенством номиналов ре­зисторов R4 и R3. Теперь о выходном сигнале компарато­ра. Почему выбрано его инверсное представление? Ответ прост. Длительности фронта выходного импульса в таком включении намного ниже и практически не зависит от ем­кости монтажа и входной емкости следующих цепей. Дей­ствительно разряд этих емкостей будет осуществляться че­рез открытый выходной транзистор компаратора. В против­ном случае, мы бы имели их заряд через сопротивление нагрузки R2, которое намного больше сопротивления откры­того выходного транзистора. Согласно спецификации на LM211D это отличие времени длительности фронта для на­грузки в 500 Ом составляет 4 раза (25 не против 100 не). Необходимо отметить, что хорошая развязка по цепям пи­тания (элементы R1, С1, С2 и R9, С6) для таких устройств играет важную роль. В противном случае помехи по цепям питания могут нарушить его работу, особенно при работе с малыми уровнями входных сигналов.

Транзисторный усилитель

Теперь рассмотрим следующий случай. Необходимо спро­ектировать усилитель импульсов от детекторной головки или сенсора с выходным сопротивлением 600 Ом. Входное на­пряжение — импульсы положительной полярности амплитудой от 5 мкВ до 0,5 мВ; длительность одиночного импульса по уровню 0,5 равна 500 не; допустимое время задержки не более 200 не. Как и в предыдущем случае, сигнал должен быть усилен до уровня совместимого с логическими ИМС се­рии 74НСхх. В этом случае необходимо сначала усилить сигнал до приемлемого уровня, а потом использовать схе­му, представленную на рис.1. Таким образом, коэффициент усиления предварительного усилителя должен быть не ме­нее 20 мВ/5 мкВ=4000 раз или 72 дБ. Что нам предлагают фирмы-производители? Как уже было показано в начале ста­тьи, стандартные видеоусилители с входным сопротивлени­ем 50 Ом для этой цели не подходят. Обратимся к интег­ральным микросхемам. Действительно такие ИМС имеются. Например, AD810 [2]. Микросхема имеет время задержки не более 50 не, но максимально допустимый коэффициент уси­ления — 20 дБ (10 раз) полоса пропускания при этом 50 МГц

(при питании ±5 В). Аналогично дело обстоит и с другими ИМС, большинство которых используются как повторители или как усилители с коэффициентом усиления от 2 до 5. Можно, ко­нечно, каскадировать такие ИМС, но они потребляют ток порядка 8 мА и имеют высокую цену (5 USD и более).

Выход из приведенной выше ситуации — это построить усилитель на дискретных элементах. Не будем подробно рас­сматривать типовые схемы таких усилителей. Обычно это многокаскадный усилитель, выполненный по схеме с общим эмиттером, базовым делителем и иногда цепью отрицатель­ной обратной связи в виде резистором в цепи эмиттера. Ко­личество каскадов определяется параметрами транзисторов и коэффициентом усиления. Для увеличения полосы пропу­скания используется частотная коррекция в виде конденса­торов в эмиттерных цепях или (и) дросселей в коллекторах транзисторов. Пример звена такого типового «классическо­го» усилителя приведен на рис.2.

Рис. 2

Методика их проектирования многократно и детально опи­сана. Несомненно, что более удобны для применения усили­тели с гальванической связью, но методика их проекгирования не столь доступна. Итак, с чего начать? Во-первых, необ­ходимо определиться с каким импульсом или импульсами мы будем иметь дело. Во-вторых, какой уровень перегрузки мы должны обеспечить без нарушения работы устройства. В на­шем ТЗ (смотрите выше), эти параметры заданы: прямоуголь­ный импульс положительной полярности, длительность импуль­са t=500 нс, перегрузка 40 дБ. Коэффициент усиления мы оп­ределили, как не менее 72 дБ. На следующем этапе необхо­димо определить такой параметр, как полосу пропускания уси­лителя. Рассматриваем «худший случай» — импульс прямоупольный (реально импульс будет в форме трапеции с экспоненциальными фронтами) и одиночный. Из теории це­пей и сигналов известно, что чем уже импульс — тем шире его спектр. Для уменьшения времени задержки необходимо обес­печить полосу пропускания с граничной частотой близкой к 1/t. Таким образом, верхняя рабочая частота усилителя долж­на быть 1/500 нс = 2 МГц. На первый взгляд выполнить это ус­ловие просто и можно использовать практически любые тран­зисторы. Оказывается — нет. Здесь нужно учитывать, что гра­ничная частота усиления по току транзисторов f_T (transition frequency) является действительно граничной и транзистор с f_T = 400 МГц далеко не всегда без принятия специальных мер обеспечит достаточное усиление сигналов требующих частоту fc=2 МГц. В литературе приводится много рекомендаций по вы­бору транзисторов. Но они или весьма приблизительны или содержат параметры недоступные в спецификациях (например, объемное сопротивление базы) или требуют проведения пол­ных расчетов усилителя с последующей многократной аппрок­симацией. Для выбора транзисторов можно воспользоваться эмпирической формулой (обращаю внимание, эта формула является только лишь оценочной), которая была выведена ав­тором статьи в ходе его многолетней инженерной практики:
f_T>M*fc*h_FE*K,
где
h_FE — максимальный коэффициент усиления по току (DC current gain) в выбранном режиме;
К — желаемый коэффициент усиления каскада;
М — коэффициент зависящий от типа транзисторов.

Дпя n-p-n транзисторов он равен 0,2-0,5 для p-n-p тран­зисторов — 1-3. И так, если положить и К=20 дБ (10 раз) не­обходимы либо n-p-n транзистор с f_T >0,5*fc*100*10=1000 МГц, либо p-n-p транзистор с f_T>1*fc*100*10=2000 МГц. При этом мы положили h_FE =100.

Что получаем в ходе такого анализа?

Мы получаем, что при использовании отвечающих этим требованиям транзисторов, транзистор в усилительном каскеде с К=20 дБ можно рас­сматривать, как транзис­тор в котором вектор ба­зового тока не имеет до­полнительного сдвига на необходимой нам верхней частоте усиления. То есть, он не нуждается в элемен­тах высокочастотной кор­рекции (дроссель L1 и кон­денсатор СЗ на рис.2) и его можно рассматривать, как транзистор, работаю­щий в области низких ча­стот, что упрощает расче­ты и схему в целом. В ка­честве подходящих под этот критерий транзисто­ров можно предложить, на­пример, транзисторы BFS17A [3] и BFT92W [4]. Первый имеет f_T = 2,8 ГГц при мак­симальном h_FE = 90, второй f_T = 4ГГц при h_FE = 50. Дпя этих тран­зисторов мы можем положить коэффициент усиления до К»30 дБ. Общий коэффициент усиления 72 дБ, поэтому достаточ­но иметь 3 каскада усиления или с некоторым ухудшением параметров — 2.

Трехкаскадный усилитель с гальванический связью

Выберем трехкаскадный усилитель. Поскольку мы имеем дело с импульсами положительной полярности, то в первом каскаде лучше использовать транзистор BFS17A, который бу­дет работать на открывание и, как уже показано выше, обес­печит меньшее время задержки по переднему фронту. По­сле переворота фазы — используем BFT92W (причина тако­го выбора будет объяснена ниже), а потом опять BFS17А. В качестве базовой используем схему, приведенную на рис.3.

Схема представляет собой транзисторную тройку с дву­полярным питанием ±5 В и эмиттерным повторителем на вы­ходе, который служит для согласования усилителя с порого­вым устройством. Все три усилительных каскада имеют ме­стные внутренние обратные связи по постоянному и пере­менному напряжению. Этим достигается устойчивость схемы к самовозбуждению, при хорошей стабилизации режимов по постоянному току и коэффициента усиления по переменно­му напряжению. Двуполярное питание позволяет отказаться от базового делителя и обеспечивает свободный выбор вход­ного сопротивления, которое устанавливается выбором номинала резистора R1. Применение во втором каскаде транзистора BFT92W с p-n-p проводимостью позволило уве­личить динамический диапазон усилителя, так как положитель­ное напряжение коллектора VT1 (+1,6 В) трансформировалось в отрицательное напряжение на коллекторе VT2 (-1,6 В).

Поскольку выполнено условия по выбору транзисторов, расчет каскадов ведется методом, который используются для расчета низкочастотных цепей.

Необходимо помнить о четырех основных моментах:

1. Обеспечение оптимального входного сопротивления (при излишне высоком входном сопротивлении будет боль­ший уровень наводок от внешних помех);
2. Согласование выходных и входных сопротивлений ка­скадов (необходимо исключить шунтирование коллекторной нагрузки входным сопротивлением и входной емкостью сле­дующего каскада);
3. Оптимизация по полосе пропускания (об этом было сказано выше);
4. Напряжение питание и напряжения коллектор-эмиттер транзисторов в рабочих режимах должно обеспечивать за­данный динамический диапазон.

Еще один не маловажный момент — это правильный вы­бор режима по постоянному току, так как от этого зави­сят не только коэффициент усиления по току и макси­мальная граничная частота (соответственно доступный без частотной коррекции коэффициент усиления), а и уровень собственных шумов транзистора. Как пример можно обра­титься к Fig.5 и Fig.6 [3] или Fig.3, Fig.5 и Fig.15 [4].

Усилитель (рис.3) имеет коэффициент усиления не ме­нее 75 дБ (при сопротивлении источника сигнала 600 Ом), полоса пропускания от 3 кГц до 3,1 МГц (с учетом конден­сатора С5). Конденсатор С5 необязателен, но он обеспе­чивает некоторое повышение крутизны переднего фронта. Отношение сигнал/шум не хуже 65 дБ (при входном сигна­ле 2 мкВ). Время задержки импульса по переднему фрон­ту на уровне 0,5 в режиме малого сигнала не превышает 50 не, в режиме большого сигнала — 15 не. Перегрузка по входу (без искажения импульсов) не менее 40 дБ. Эта схе­ма заменила «стандартный» четырехкаскадный усилитель с элементами коррекции (дроссели, конденсаторы) и эмиттерным повторителем на выходе. У прототипа искажения импульса были значительно выше. Время задержки им­пульса по переднему фронту на уровне 0,5 в режиме ма­лого сигнала составляло более 300 не (импульс был коло­колообразный), в режиме большого сигнала — 60 нс.

Рис. 3

Осциллограмма, иллюстрирующая работу усилителя со­бранного по схеме приведенной на рис.3 показана на рис.4. Здесь на входной импульс амплитудой 6 мВ и дли­тельностью 300 не, наложен инвертированный выходной импульс амплитудой 2,5 В. Как видно время задержки по переднему фронту, а именно это был важнейший параметр при проектировании задача передачи формы импульсов не ставилась, не превышает 10 не. АЧХ усилителя представ­лена на рис.5. Как видно из показаний боде-плоттера, верх­няя частота среза усилителя по уровню минус 3 дБ со­ставляет 3 МГц.

Рис. 4

Рис. 5

Рассмотренный усилитель используется в серийном изделии для усиления импульсов радиолокационного при­емника сигналов обнаружения. Конструктивно усилитель выполнен с использованием SMD элементов в виде от­дельной печатной платы размером 25×40 мм из двусто­роннего стеклотекстолита. Одна сторона является сплош­ным экраном, края платы опаиваются с двух сторон мед­ной фольгой, усилитель закрыт опаянным по контуру ла­тунным экраном размером 20×30мм. В самом устройст­ве усилитель помещается в дополнительный экранирован­ный кожух. Качественная экранировка из-за большой чувствительности такого усилителя крайне важна. Подвод входных цепей осуществляется экранированным коакси­альным кабелем. Экранная оплетка кабеля припаивает­ся к общему экрану, а оплетка самого кабеля припаива­ется внутри.

Ссылки

1. LM111, LM211, LM311 DIFFERENTIAL COMPARATORS WITH STROBES, 2002, Texas Instruments Inc.

2. AD810 Low Power Video Op Amp with Disable, Rev.A, Analog Devices Inc.
3. BFS17A NPN 3 GHz wideband transistor, Product specifi­cation September1995, NXP Semiconductors
4. BFT92W PNP 4 GHz wideband transistor, Product specifi­cation May 1994, NXP Semiconductors

Автор: Владимир Рентюк, г. Запорожье