В [1] была рассмотрена схема и конструкция прямого QPSK модулятора L-диапазона с большим диапазоном перестройки по частоте. Этот модулятор соответствует стандарту DVB—S и может работать совместно с обычным тюнером спутникового телевидения. Это удобно при проведении испытаний, поскольку DVB—S set—top—box практически всегда под рукой. Однако параметры этого модулятора избыточны для стандарта DVB— S, что позволяет использовать модулятор не только в широкополосных линиях связи, предназначенных для передачи мультиплекса из 8-ми ТВ программ, но и в более узкополосных передатчиках РРС (радиорелейных станций) или станций спутниковой связи. Для применений в устройствах наземной связи и вещания некоторые из параметров тюнеров спутникового ТВ, перекрывающих весь диапазон первой спутниковой ПЧ (950…2150 МГц), оказываются недостаточными для надежной работы. В первую очередь, это относится к их применению в тракте ПЧ приемников РРС, которые работают в более сложных условиях, обусловленных более высоким уровнем шумов и наличием помех от других РЭС или помех промышленного происхождения. Эти трудности чаще всего связаны с ограниченным динамическим диапазоном по входу и низкой помехозащищенностью спутниковых тюнеров, которые обычно выполняются по схеме прямого преобразования и не имеют в тракте ВЧ преселекторов. Бороться с указанными недостатками можно, используя широкополосный понижающий конвертор с двойным преобразованием частоты, описание которого приведено в этой статье.
Вся фильтрация по соседнему и не соседним каналам в спутниковых тюнерах производится после демодуляции на сигнале основной полосы перед его оцифровкой и далее, а с помощью цифрового фильтра Найквиста. При этом на квадратурные смесители демодулятора воздействуют все сигналы и помехи, частоты которых находятся в пределах диапазона первой спутниковой ПЧ.
Бороться с этими помехами можно только за счет повышения избирательности и динамического диапазона по входу.
Меры, которые следует предпринять при построении широкополосного понижающего преобразователя, способного успешно работать в устройствах наземной связи и вещания, таковы:
- введение в схему перестраиваемого преселектора;
- применение в одном из входных каскадов АРУ и принятие мер по стабилизации мощности гетеродина перед его подачей на смеситель.
В данной статье мы предлагаем схему понижающего преобразователя, в которой эти меры реализованы. Нашей задачей было создание устройства, позволяющего в полной мере использовать все достоинства нашего модулятора при совместной работе с ним в наземной линии связи.
Конвертор состоит из двух отдельных понижающих преобразователей, которые вместе осуществляют двойное преобразование частоты из диапазона 950… 1920 МГц сначала в сигнал первой промежуточной частоты 480 МГц, а затем в сигнал второй промежуточной частоты 70 МГц без инверсии спектра принимаемого сигнала. Схема второго преобразователя полностью независима от схемы первого преобразователя, что дает возможность отдельно использовать их в других устройствах. Схема гетеродина первого преобразователя почти полностью повторяет схему задающего генератора модулятора, которая представляет собой комбинированный синтезатор частот DDS/PLL и подобна той, которая была описана в [1]. Мы остановимся только на тех особенностях, которые отличают эти схемы друг от друга.
Архитектура конвертора
Преимущество супергетеродинной схемы над схемой прямого преобразования состоит в том, что при использовании многократного понижающего преобразования можно использовать несколько фильтров канальной селекции, которые помогают улучшить селективность приемника и улучшить защищенность по отношению к блокирующим сигналам. Двойное преобразование также позволяет использовать достаточно высокую первую ПЧ, для которой полоса зеркальных частот удалена от края полосы пропускания, ограниченной полосовым RF фильтром, что особенно важно для широкополосных приемников с перестраиваемым фильтром зеркального канала. Без сильного увеличения стоимости системы такой фильтр трудно сделать высокодобротным. Чтобы спроектировать приемник, способный успешно работать при многих доступных скоростях передачи данных, необходимо тщательно выбрать центральную частоту ПЧ и быть уверенным, что доступен выбор фильтров на ПАВ, имеющих разные полосы пропускания.
Конструктивно понижающий преобразователь реализован на двух платах. На каждой из плат построена одна ступень преобразования.
На рис.1 показана структурная схема понижающего преобразователя с двойным преобразованием частоты. Если этот понижающий преобразователь будет использоваться в составе приемника, принимающего сигнал в диапазоне частот, который совпадает с частью диапазона приема самого понижающего преобразователя, то на его входе следует установить преселектор и малошумящий усилитель. Поскольку ширина полосы приема очень вели ка (0,95… 1,92 ГГц), широкополосный преселектор лучше выполнить в виде комбинации ФВЧ и ФНЧ.
В рассматриваемом конверторе используется схема супергетеродина с двойным преобразованием частоты. С помощью первого гетеродина (LO- 1) производится настройка на принимаемый сигнал, а второй гетеродин (LO-2) имеет постоянную частоту настройки. Частота первого гетеродина перестраивается в пределах 1430…2400 МГц. За счет перестройки гетеродина в указанных пределах частота принимаемого сигнала, которая находится в пределах полосы 950… 1920 МГц, преобразуется в промежуточную частоту 480±18 МГц. Зеркальные частоты для этого преобразователя располагаются в полосе 1910…2880 МГц. Они частично перекрываются с полосой полезного сигнала. Более того, значительный участок полосы полезного сигнала перекрывается с частотами гетеродина. Все это вызывает необходимость применения перестраиваемого фильтра зеркального канала. Этот полосовой фильтр должен достаточно хорошо подавлять зеркальные частоты на входе смесителя.
С помощью второго гетеродина, настроенного на частоту 550 МГц, сигнал первой ПЧ (480 МГц) преобразуется в сигнал второй ПЧ 70 МГц. Зеркальная частота при втором преобразовании равна 620 МГц.
Оба примененных в схеме гетеродина имеют верхнюю относительно принимаемого сигнала настройку. Это необходимо для получения достаточно чистого спектра комбинационных частот на выходе смесителя, в котором полосы комбинационных составляющих низких порядков удалены от полосы
перестройки полезного сигнала, и паразитные продукты преобразования могут быть эффективно подавлены фильтрами, установленными за смесителем. Как известно, в подобных случаях верхний гетеродин обеспечивает более чистый спектр.
Но применение верхнего гетеродина влечет за собой инверсию спектра сигнала (верхние частоты становятся нижними, и наоборот), что не всегда желательно. Однако если верхним сделать и гетеродин второго преобразователя, то инверсия произойдет дважды, в результате чего мы получим на выходе всего устройства сигнал с неинвертированным спектром. Именно по этой причине гетеродин второго преобразователя также имеет верхнюю настройку.
Успех данной разработки во многом зависел от того, насколько успешно была решена задача создания перестраиваемого фильтра зеркального канала. Для того чтобы не повышать цену изделия, мы применили фильтр на микрополосковых и сосредоточенных элементах, выполненный по технологии печатного монтажа на плате из фольгированного стеклотекстолита, перестраиваемый с помощью четырех варакторов. Остановимся более подробно на конструкции фильтра.
Перестраиваемый полосовой фильтр
Для подавления гармоник и продуктов интермодуляции второго порядка был применен перестраиваемый полосовой фильтр с диапазоном перестройки от 950 до 1920 МГц, схема которого показана на рис.2, а чертеж печатной платы фильтра — на рис.3 (размеры на рис.3 указаны в дюймах).
Главное назначение этого полосового фильтра — это подавить частоту сигнала гетеродина, который может со смесителя проникнуть на вход устройства, а также подавить зеркальный канал приема на входе смесителя. Для перестройки по частоте в схеме фильтра используются 4 варакторных диода 1SV245 от компании Toshiba (ВВ857 от Infineon) и связанные отрезки линий передачи, за счет использования которых удалось получить большой диапазон перестройки при изменении управляющего напряжения в пределах от 1…20 В. Вносимые фильтром потери зависят от частоты и составляют от 6 дБ в нижней части диапазона перестройки до 2,5 дБ в его верхней части. Уровень подавления сигнала-помехи гетеродина составляет 25…30 дБ, а зеркального канала — более 30 дБ. Номинальная длина связанных секций (L на рис.2) равна 8,89 мм. Возможно, что для получения оптимальных параметров она потребует некоторой подстройки. Фильтр изготавливается методом печатного монтажа на плате из фольгированного стеклотекстолита FR4 толщиной 0,8 мм с относительной диэлектрической проницаемостью 4,8. При использовании подложек с другой толщиной или диэлектрической проницаемостью потребуется корректировка топологии фильтра.
Уровни подавления гетеродина и зеркального канала с помощью одной секции фильтра недостаточны. Поэтому в схеме используются две секции, управляемые одним напряжением.
Об АРУ в приемнике
В приемниках регулирование усиления применяется, в первую очередь, для адаптации к замираниям сигнала (выражающимся в некоторых изменениях амплитуды принимаемых сигналов), которые требуют постоянного изменения усиления для получения постоянного уровня выходного сигнала. Необходимо спроектировать схему, главной функцией которой является получение постоянного уровня сигнала на выходе, не зависящего от уровня сигнала на входе системы. Схемы автоматического регулирования усиления (АРУ) применяются во многих системах, в которых амплитуда входного сигнала изменяется в широких пределах.
Если изменение уровня сигнала происходит значительно медленнее, чем передается один символ информации, время передачи которого зависит от скорости передачи информации, то схема АРУ может использоваться для поддержания заданного среднего уровня сигнала, который требуется для нормальной работы следующих за ней частей схемы (в цифровых системах — это обычно АЦП).
В большинстве применений время переходного процесса в петле, возникающего в ответ на изменение амплитуды входного сигнала, сохраняется постоянным и не зависит от величины усиления в установившемся режиме.