Широкополосный понижающий конвертор с двойным преобразованием частоты

У [1] была рассмотрена схема и конструкция прямого QPSK модулятора L-диапазона с боль­шим диапазоном перестройки по частоте. Этот модулятор соответствует стандарту DVB-S и мо­жет работать совместно с обычным тюнером спутникового телевидения. Это удобно при прове­дении испытаний, поскольку DVB-S set-top-box практически всегда под рукой. Однако параметры этого модулятора избыточны для стандарта DVB- S, что позволяет использовать модулятор не толь­ко в широкополосных линиях связи, предназна­ченных для передачи мультиплекса из 8-ми ТВ программ, но и в более узкополосных передатчи­ках РРС (радиорелейных станций) или станций спутниковой связи. Для применений в устройст­вах наземной связи и вещания некоторые из па­раметров тюнеров спутникового ТВ, перекрываю­щих весь диапазон первой спутниковой ПЧ (950…2150 МГц), оказываются недостаточными для надежной работы. В первую очередь, это от­носится к их применению в тракте ПЧ приемников РРС, которые работают в более сложных услови­ях, обусловленных более высоким уровнем шумов и наличием помех от других РЭС или помех про­мышленного происхождения. Эти трудности чаще всего связаны с ограниченным динамическим диапазоном по входу и низкой помехозащищен­ностью спутниковых тюнеров, которые обычно выполняются по схеме прямого преобразования и не имеют в тракте ВЧ преселекторов. Бороться с ука­занными недостатками можно, используя широко­полосный понижающий конвертор с двойным преобразованием частоты, описание которого приведено в этой статье.

Вся фильтрация по соседнему и не соседним каналам в спутниковых тюнерах производится после демодуляции на сигнале основной полосы перед его оцифровкой и далее, а с помощью ци­фрового фильтра Найквиста. При этом на квадра­турные смесители демодулятора воздействуют все сигналы и помехи, частоты которых находят­ся в пределах диапазона первой спутниковой ПЧ.

Бороться с этими помехами можно только за счет повышения избирательности и динамическо­го диапазона по входу.

Меры, которые следует предпринять при пост­роении широкополосного понижающего преобра­зователя, способного успешно работать в устрой­ствах наземной связи и вещания, таковы:

• введение в схему перестраиваемого преселектора;
• применение в одном из входных каскадов АРУ и принятие мер по стабилизации мощ­ности гетеродина перед его подачей на смеситель.

В данной статье мы предлагаем схему понижа­ющего преобразователя, в которой эти меры ре­ализованы. Нашей задачей было создание устрой­ства, позволяющего в полной мере использовать все достоинства нашего модулятора при совмест­ной работе с ним в наземной линии связи.

Конвертор состоит из двух отдельных понижа­ющих преобразователей, которые вместе осуще­ствляют двойное преобразование частоты из ди­апазона 950… 1920 МГц сначала в сигнал первой промежуточной частоты 480 МГц, а затем в сигнал второй промежуточной частоты 70 МГц без инвер­сии спектра принимаемого сигнала. Схема второ­го преобразователя полностью независима от схемы первого преобразователя, что дает возмож­ность отдельно использовать их в других устрой­ствах. Схема гетеродина первого преобразовате­ля почти полностью повторяет схему задающего генератора модулятора, которая представляет собой комбинированный синтезатор частот DDS/PLL и подобна той, которая была описана в [1]. Мы остановимся только на тех особенностях, которые отличают эти схемы друг от друга.

Архитектура конвертора

Преимущество супергетеродинной схемы над схемой прямого преобразования состоит в том, что при использовании многократного понижаю­щего преобразования можно использовать не­сколько фильтров канальной селекции, которые помогают улучшить селективность приемника и улучшить защищенность по отношению к блокиру­ющим сигналам. Двойное преобразование также позволяет использовать достаточно высокую пер­вую ПЧ, для которой полоса зеркальных частот удалена от края полосы пропускания, ограничен­ной полосовым RF фильтром, что особенно важ­но для широкополосных приемников с перестра­иваемым фильтром зеркального канала. Без сильного увеличения стоимости системы такой фильтр трудно сделать высокодобротным. Чтобы спроектировать приемник, способный успешно работать при многих доступных скоростях переда­чи данных, необходимо тщательно выбрать цент­ральную частоту ПЧ и быть уверенным, что досту­пен выбор фильтров на ПАВ, имеющих разные полосы пропускания.

Конструктивно понижающий преобразователь реализован на двух платах. На каждой из плат по­строена одна ступень преобразования.

З рис.1 показана структурная схема понижаю­щего преобразователя с двойным преобразовани­ем частоты. Если этот понижающий преобразователь будет использоваться в составе приемника, прини­мающего сигнал в диапазоне частот, который совпа­дает с частью диапазона приема самого понижаю­щего преобразователя, то на его входе следует установить преселектор и малошумящий усили­тель. Поскольку ширина полосы приема очень вели ка (0,95… 1,92 ГГц), широкополосный преселектор лучше выполнить в виде комбинации ФВЧ и ФНЧ.

В рассматриваемом конверторе используется схема супергетеродина с двойным преобразова­нием частоты. С помощью первого гетеродина (LO- 1) производится настройка на принимаемый сиг­нал, а второй гетеродин (LO-2) имеет постоянную частоту настройки. Частота первого гетеродина пе­рестраивается в пределах 1430…2400 МГц. За счет перестройки гетеродина в указанных пределах ча­стота принимаемого сигнала, которая находится в пределах полосы 950… 1920 МГц, преобразуется в промежуточную частоту 480±18 МГц. Зеркальные частоты для этого преобразователя располагают­ся в полосе 1910…2880 МГц. Они частично пере­крываются с полосой полезного сигнала. Более то­го, значительный участок полосы полезного сигнала перекрывается с частотами гетеродина. Все это вызывает необходимость применения пе­рестраиваемого фильтра зеркального канала. Этот полосовой фильтр должен достаточно хорошо по­давлять зеркальные частоты на входе смесителя.

С помощью второго гетеродина, настроенного на частоту 550 МГц, сигнал первой ПЧ (480 МГц) преобразуется в сигнал второй ПЧ 70 МГц. Зер­кальная частота при втором преобразовании рав­на 620 МГц.

Оба примененных в схеме гетеродина имеют верхнюю относительно принимаемого сигнала на­стройку. Это необходимо для получения достаточ­но чистого спектра комбинационных частот на вы­ходе смесителя, в котором полосы комбинационных составляющих низких порядков удалены от полосы

перестройки полезного сигнала, и паразитные про­дукты преобразования могут быть эффективно по­давлены фильтрами, установленными за смесите­лем. Как известно, в подобных случаях верхний гетеродин обеспечивает более чистый спектр.

Но применение верхнего гетеродина влечет за собой инверсию спектра сигнала (верхние часто­ты становятся нижними, и наоборот), что не все­гда желательно. Однако если верхним сделать и гетеродин второго преобразователя, то инверсия произойдет дважды, в результате чего мы получим на выходе всего устройства сигнал с неинвертированным спектром. Именно по этой причине ге­теродин второго преобразователя также имеет верхнюю настройку.

Успех данной разработки во многом зависел от того, насколько успешно была решена задача со­здания перестраиваемого фильтра зеркального канала. Для того чтобы не повышать цену изделия, мы применили фильтр на микрополосковых и со­средоточенных элементах, выполненный по техно­логии печатного монтажа на плате из фольгированного стеклотекстолита, перестраиваемый с помощью четырех варакторов. Остановимся более подробно на конструкции фильтра.

Перестраиваемый полосовой фильтр

Для подавления гармоник и продуктов интермо­дуляции второго порядка был применен перестра­иваемый полосовой фильтр с диапазоном перест­ройки от 950 до 1920 МГц, схема которого показана на рис.2, а чертеж печатной платы фильтра – на рис.3 (размеры на рис.3 указаны в дюймах).

Главное назначение этого полосового фильтра – это подавить частоту сигнала гетероди­на, который может со смесителя про­никнуть на вход устройства, а также по­давить зеркальный канал приема на входе смесителя. Для перестройки по частоте в схеме фильтра используются 4 варакторных диода 1SV245 от компа­нии Toshiba (ВВ857 от Infineon) и свя­занные отрезки линий передачи, за счет использования которых удалось получить большой диапазон перест­ройки при изменении управляющего напряжения в пределах от 1…20 В. Вносимые фильтром потери зависят от частоты и составляют от 6 дБ в нижней части диапазона перестройки до 2,5 дБ в его верхней части. Уровень подавле­ния сигнала-помехи гетеродина со­ставляет 25…30 дБ, а зеркального ка­нала – более 30 дБ. Номинальная длина связанных секций (L на рис.2) равна 8,89 мм. Возможно, что для получения оптимальных параметров она потребует некоторой подстройки. Фильтр изготавливается методом печатного монтажа на плате из фольгированного стеклотекстолита FR4 толщиной 0,8 мм с относительной диэлектрической проницаемостью 4,8. При использовании подложек с другой толщи­ной или диэлектрической проницаемостью потре­буется корректировка топологии фильтра.

Уровни подавления гетеродина и зеркального канала с помощью одной секции фильтра недоста­точны. Поэтому в схеме используются две секции, управляемые одним напряжением.

Об АРУ в приемнике

В приемниках регулирование усиления приме­няется, в первую очередь, для адаптации к зами­раниям сигнала (выражающимся в некоторых из­менениях амплитуды принимаемых сигналов), которые требуют постоянного изменения усиления для получения постоянного уровня выходного сиг­нала. Необходимо спроектировать схему, главной функцией которой является получение постоянно­го уровня сигнала на выходе, не зависящего от уровня сигнала на входе системы. Схемы автома­тического регулирования усиления (АРУ) применя­ются во многих системах, в которых амплитуда входного сигнала изменяется в широких пределах.

Если изменение уровня сигнала происходит значительно медленнее, чем передается один символ информации, время передачи которого за­висит от скорости передачи информации, то схе­ма АРУ может использоваться для поддержания за­данного среднего уровня сигнала, который требуется для нормальной работы следующих за ней частей схемы (в цифровых системах – это обычно АЦП).

В большинстве применений время переходно­го процесса в петле, возникающего в ответ на изменение амплитуды входного сигнала, сохраняет­ся постоянным и не зависит от величины усиления в установившемся режиме.

Большинство приемников работает в условиях, требующих от них большого динамического диапа­зона по входу. При большом сквозном коэффици­енте усиления самую большую нагрузку испытыва­ют выходные каскады. Регулирование усиления снижает требования к каскадам, расположенным за усилителем с регулируемым усилением, за счет предотвращения перегрузки и интермодуля­ционных искажений и поддерживает постоянным рабочий уровень на входе демодулятора. При этом могут использоваться разные методы.

Самый простой метод регулирования усиления предполагает использование переменного атте­нюатора, который устанавливается между входом и первым активным каскадом. Аттенюатор снижа­ет уровень сигнала по входу, увеличивая, тем са­мым, динамический диапазон по входу, но он так­же уменьшает отношение несущая/шум (C/N), что особенно заметно при приеме слабых сигналов.

Регулирование усиления может быть распреде­лено между несколькими каскадами усиления, так чтобы усиление последних каскадов усиления промежуточной частоты (IF) начинало уменьшать­ся раньше, а усиление каскадов, расположенных ближе к входу (RF или первой IF), уменьшалось только при достижении сигналом существенно бо­лее высокого уровня, что помогает обеспечивать высокий уровень отношения C/N.

Если усиление на RF желательно уменьшить на фиксированную величину, перед входным каскадом усиления может быть включен ступенчатый аттенюатор, который отключается при низком уровне сиг­нала. При этом плавное регулирование усиления последующих каскадов может производиться уже при более низких уровнях сигнала.

Усилители с регулируемым усилением управля­ются путем подачи на их вход управления постоян­ного напряжения, а аттенюаторы могут управляться и напряжением, и с помощью электронных переклю­чателей, если это ступенчатые аттенюаторы.

З рис.4 показана структурная схема усилителя с АРУ. Входной сигнал усиливается усилителем с ре­гулируемым усилением (VGA), управление усилени­ем которого осуществляется с помощью внешнего постоянного напряжения (Vc). Входной сигнал VGA может в дальнейшем быть усилен вторым каскадом без регулировки для получения требуемого уровня сигнала по выходу Vo. Некоторые из параметров ме­шающих сигналов, такие, как амплитуда, частота несущей, индекс и частотный диапазон модуляции, воздействуют на детектор, а продукты их детектирования присут­ствуют в его выходном сигнале. Поэто­му любой нежелательный компонент должен быть отфильтрован фильтром нижних частот на выходе детектора. В дифференциальном усилителе произ­водится сравнивание сигнала обратной связи с опорным напряжением. Ре­зультат сравнения используется для формирования управляющего напря­жения (напряжения ошибки) – Vc для регулирования усиления VGA.

Если постоянная времени цепи обратной связи, которая определяется, в первую очередь, детекто­ром, а дополнительный усилитель имеет более ши­рокий диапазон, чем детектор, то время нараста­ния и спада переходного процесса за счет дополнительного усиления будет более коротким.

Для входных сигналов низкого уровня схема АРУ неактивна, и уровень выходного сигнала является линейной функцией входного (см. идеальную ха­рактеристику АРУ – рис.5). Это продолжается вплоть до достижения управляющим напряжением уровня опорного напряжения (V1), после чего АРУ начинает действовать и поддерживает выходной уровень постоянным вплоть до достижения второ­го порогового напряжения (V2). В этой точке схе­ма АРУ опять прекращает действовать. Этот режим вызван ограничением величины коэффициента усиления VGA, которое связано с тем, что при боль­ших коэффициентах усиления могут возникнуть проблемы с устойчивостью усилителя.

Если усиление петли велико, статическая ошибка петли регулирования Типа 0 очень мала. У петель АРУ Типа 1 и Типа 2 статическая ошибка во­обще отсутствует.

Линии, соединяющие точки А, В и С (см. харак­теристику реальной системы – рис.6), представ­ляют поведение системы, в которой АРУ отсутст­вует. Амплитуда выходного сигнала растет по линейному закону до момента достижения точки В, в которой некоторые из элементов сигнально­го тракта испытывают перегрузку, а их передаточ­ная характеристика становится нелинейной. Меж­ду точками В и С сигнал искажен, а система неработоспособна. При увеличении коэффициен­та усиления петли увеличивается наклон линии АВ, а уровень входного напряжения, соответствующий моменту появления искажений, понижается. Ли­нии AD и DE характеризуют работу идеальной си­стемы АРУ. Если крутизна на отрезке AD больше, чем единица, то это значит, что схема АРУ на уча­стке до детектора имеет усиление.

Точка D, в которой происходит переход к посто­янному уровню, соответствует пороговому уров­ню или уровню «задержки». На участке от D до Е выходной уровень не увеличивается при увеличе­нии уровня входного сигнала. То, насколько посто­янным будет уровень сигнала на участке DE, зави­сит от общего коэффициента усиления петли (так называемой, «крутизны» АРУ), а также от ее поряд­ка, который определяется количеством интегриру­ющих звеньев в ней. Из сказанного можно сделать такие выводы:

• задержка АРУ не может быть установлена на произвольно низком уровне;
• выше уровня задержки АРУ ее параметры мо­гут быть неравномерными (особенно при малой крутизне регулирования), достигая неравномер­ности от 6 дБ до 10 дБ (определяется точностью детектора, величиной усиления обратной связи и порядком петли);
• системы АРУ, которые управляются внешним относительно петли опорным напряжением, назы­ваются системами с «задержанной» АРУ.

В разработанном нами конверторе схема АРУ построена на двух микросхемах компании Analog Devices типов ADL5330 (VGA) и AD8318 (логариф­мический детектор – компаратор).

ADL5330

Микросхема ADL5330 – это высококачествен­ный усилитель-аттенюатор, управляемый напря­жением, который предназначен для использова­ния в частотном диапазоне до 3 ГГц.

Структурная схема микросхемы ADL5330 пока­зана на рис.7.

Для того чтобы уменьшить риск прямого про­хождения с входа на выход сигнала, вызванного RF-излучением, особенно при низком уровне сиг­нала на выходе на высоких частотах, для входно­го и выходного сигналов используются балансные схемы включения. Если используется несиммет­ричный входной сигнал, то его преобразование к балансному виду производится в самой микросхе­ме. Крутизна регулировочной характеристики ми­кросхемы равна 20 мВ/дБ. К выходу высокоточно­го широкополосного аттенюатора подключен выходной каскад дифференциального трансимпедансного усилителя. В широкополосных примене­ниях фирма-изготовитель рекомендует использо­вать симметрирующие трансформаторы типа ETC1-1-13 от M/A-COM.

Микросхема может служить в качестве OVGA в тех применениях, для которых характерен относи­тельно постоянный входной уровень, а выходной уровень должен перестраиваться в широких пре­делах. Обычно для OVGA характерно уменьшение параметров IP3 и Р1 дБ по выходу при уменьшении коэффициента передачи.

Линейная по отношению шкалы дБ характери­стика регулирования усиления соответствует из­менению напряжения на входе управления в пре­делах от 0 до +1,4 В. Причем эта зависимость прямая, т.е. более высокому управляющему напря­жению соответствует большее усиление.

После резистивного аттенюатора, который име­ет лестничную структуру, расположен трансимпедансный усилитель с фиксированным коэффици­ентом усиления, выполняющий функцию буфера, который изолирует аттенюатор от нагрузки. При высоком усилении шумовое окно определяется входным каскадом. При уменьшении коэффициен­та передачи приведенный к входу коэффициент шума будет расти за счет потерь в аттенюаторе, и при превышении некоторого критического значе­ния будет увеличиваться настолько дБ, на сколь­ко дБ будет уменьшаться коэффициент передачи.

В режиме замкнутой петли регулирования на­пряжение, подаваемое на вывод GAIN (вывод 24 ми­кросхемы ADL5330), определяет коэффициент пе­редачи микросхемы. Входное сопротивление по этому выводу равно 1 МОм. При изменении управ­ляющего напряжения в пределах от 0 до +1,4 В, ко­эффициент передачи изменяется от -38 дБ до +22 дБ. При малом усилении микросхема потребляет ток 100 мА, а при максимальном (напряжение на уп­равляющем входе +1,4 В) ток возрастает до 215 мА. Точка компрессии на 1 дБ по входу почти во всем диапазоне регулирования постоянна и равна +3 дБм. Мощность собственных шумов на выходе при напряжении на управляющем входе не ниже 1 В по­стоянна и увеличивается при уменьшении этого на­пряжения. Частотный диапазон по управляющему входу около 3 МГц. Поскольку ADL5330 характери­зуется точным регулированием усиления. С ее по­мощью совместно с детектором типа AD8318 мож­но достичь режима точного автоматического регулирования уровня выходной мощности. При ра­боте в режиме АРУ часть выходной мощности ми­кросхемы ADL5330 ответвляется в детектор (обыч­но используется направленный ответвитель и дополнительный аттенюатор). Детектор АРУ уста­новлен после определяющего полосу канала филь­тра на ПАВ, и за ним следует развязывающий уси­литель (см. схему рис.1). Этот усилитель устраняет влияние нагрузки на детектор.

AD8318

Микросхема AD8318 – это логарифмический усилитель-детектор, способный точно преобразо­вывать амплитуду входного RF сигнала в соответствующее ей значение напряжения согласно лога­рифмической шкале.

Структурная схема микросхемы AD8318 пока­зана на рис.8.

Цепочка каскадно-включенных усилителей производит прогрессивное сжатие сигнала, формируя логарифмическую зависимость. Причем каждый из усилителей содержит собственный де­тектор. Микросхема может использоваться в ре­жимах управления или измерения. AD8318 выпол­няет точное логарифмическое представление амплитуды входных сигналов в полосе частот от 1 МГц до 6 ГГц, а сохраняет работоспособность до частоты 8 ГГц. Динамический диапазон по вхо­ду – около 60 дБ с логарифмической ошибкой в пределах ±1 дБ.

Быстродействие AD8318- 10 не, что позволя­ет детектировать RF пакеты, передаваемые с ча­стотами до 45 МГц. Точность логарифмического представления входных сигналов при изменении температуры среды очень высока. Кроме того, микросхема имеет встроенный датчик темпера­туры с крутизной 2 мВ/°С, который может ис­пользоваться для мониторинга температурного режима. Напряжение питания 5 В, потребляемый ток – 68 мА.

Первым шагом при проектировании петли АРУ является определение уровня выходной мощнос­ти. Она может быть рассчитана, исходя из соотно­шения уровней на входе и выходе или из допусти­мого уровня искажений, являющихся следствием компрессии (изменение Pin/изменение Pout). С другой стороны, эта величина определяется диа­пазоном регулирования регулирующего элемента (усилителя или аттенюатора). В процессе проекти­рования должна быть установлена зависимость между величиной управляющего напряжения и усилением (затуханием), вносимым регулирующим элементом. Обычно для регулирующих элементов указывается крутизна изменения коэффициента передачи от управляющего напряжения, но лучше иметь измеренную зависимость коэффициента передачи от управляющего напряжения.

Посилання

1. Ксензенко П., Химич П. Аналоговая часть пря­мого QPSK модулятора с большим диапазоном пе­рестройки по частоте // Радиоаматор. – 2015. – №6, 7-8, 10.

Автор: Петро Ксьонзенко_, Петр Химич, г. Киев
Джерело: Радиоаматор №11-12, 2015