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Etage de sortie UMZCH avec contrôle dynamique du courant traversant et compensation de distorsion

J'ai été frappé une fois par une phrase du livre de Bob Cordell [1], à peu près le même contenu: "Les amateurs de son à lampe préfèrent le son des transistors à effet de champ latéraux". Il y avait une question – comment distinguer le son d'un amplificateur à transistors latéraux, si éblouit dans les yeux du nombre de zéros après la virgule décimale dans la distorsion des deux amplificateurs?

Le problème est, que dans les caractéristiques techniques des distorsions UMZCH ne sont pas indiquées pour un signal réel sous une charge réelle, et pour une sinusoïde pure avec une fréquence de 1 kHz en charge résistive. Dans ce cas, les mesures sont effectuées sur un signal de grande amplitude, masquant presque tous les problèmes majeurs, surgissant près de zéro. Tout s'avère parfait pour les amateurs de "heavy metal" grondant. Et ils, qui veut entendre le murmure d'une femme sur fond de contrebasse ou les intonations les plus subtiles d'une voix, sont obligés d'acheter des amplificateurs à lampes d'une puissance maximale 10 W au coût de mille USD par watt ou chauffez la pièce avec des amplificateurs à transistors, travaillant en classe A.

Toutes les questions problématiques, concernant la coordination des positions des fabricants d'UMZCH, qui attirent les consommateurs avec un Kg extrêmement faible (менее 0.0001%, mais à la fréquence 1 kHz) et les mélomanes, se résument à trois positions problématiques, qui peut être noté: zéro problème (distorsion de commutation), problème de charge, et tester le problème.

Zéro problème

Cela se produit dans les amplificateurs de puissance push-pull près du courant de charge nul, lorsqu'il y a transfert de contrôle du courant de sortie d'un bras de l'amplificateur à un autre. Si les transistors de sortie ont un certain courant de repos, puis lorsque le signal passe à zéro, un courant traversant apparaît, passant par les deux transistors, l'amplificateur passe en classe A pendant une courte période, sa résistance interne tombe, le rapport de transmission augmente.

À mesure que le courant de sortie augmente, l'un des transistors de sortie s'éteint progressivement, et le deuxième, toujours dans la section initiale de la caractéristique d'entrée, commence à déterminer complètement le courant de sortie et, si le courant de repos est relativement faible, sa résistance interne (pente inverse à un courant donné) tombe brusquement. donc, pour un fonctionnement normal dans ce mode, le courant de repos des transistors doit être assez important (classe AB).

Pour cette raison, la plupart des auteurs de monographies [1-4] recommande le mode de fonctionnement de l'étage de sortie dans un mode proche de la classe B, lorsque chaque bras de l'amplificateur produit exactement la moitié du signal, et l'autre moitié – est dans la "coupure". Ceci est réalisé en sélectionnant le meilleur смещения sur les bases des transistors de sortie, lorsque le signal n'est plus "coupé", mais il n'y a toujours pas de perceptible à travers le courant.

Par défaut, il est supposé, que lorsque les tensions de sortie de l'amplificateur sont proches de zéro, la quantité relative de distorsion (Kg) peut être aussi grand que vous le souhaitez, puisque la valeur absolue de la distorsion est obtenue en les multipliant par une petite valeur du signal de sortie et le résultat est négligeable. Tout se passe bien avec un signal important et surtout, avec charge résistive. Le problème est, que lorsque le signal se rapproche de zéro, lorsque les transistors de sortie viennent de sortir de l'état de coupure actuel, l'amplificateur avec rétroaction profonde est obligé de passer au mode de fonctionnement maximal, forcer l'ouverture du transistor. A ce moment, le gain baisse fortement, l'impédance de sortie augmente, une distorsion transitoire se produit, qui, en principe, ne peuvent pas être éliminés en utilisant la rétroaction.

Ceci est démontré par de simples, estimations approximatives. Vraiment, vitesse de balayage du signal de sortie avec une amplitude d'environ 30 Entrée et fréquence 20 kHz atteint 4 V / μs. Courant de sortie de l'amplificateur 100 mA à charge 4 Ohm est atteint à la tension de sortie 0.4 Au fil du temps 0.1 μs. [0.4 Dans /(4 V / μs)= 0,1 μs]. Pendant ce temps, le préamplificateur doit avoir le temps d'overclocker le transistor de sortie, frein à temps et offre un mode de contrôle du courant complet.

Ça veut dire, que le temps de stabilisation de la réponse transitoire de l'ensemble de l'amplificateur en mode petit signal doit être, en tous cas, pas pire que d'environ 0.1 μs, qui est un ordre de grandeur en moins, qu'avons-nous dans les vrais designs d'UMZCH. ainsi, on obtient une "zone morte", dans lequel les propriétés du signal de sortie ne dépendent plus du signal d'entrée, mais des propriétés internes de l'amplificateur. En fait, l'amplificateur passe pendant une courte période dans un mode de fonctionnement impulsionnel., lorsque ses propriétés sont déterminées par des caractéristiques transitoires, en fonction des caractéristiques amplitude-phase-fréquence dans la région haute fréquence (dans la gamme mégahertz). Spectre du signal de distorsion, surgissant dans de tels processus, s'étend également à la région mégahertz.

Problème de charge

De plus, nous sommes confrontés au deuxième problème, qui est souvent ignoré, – problème de charge. Certains (par exemple, A. Danilov [4]) утверждают, que la charge résistive pilote l'amplificateur, en tous cas, pas moins que réel, autres (par exemple, Sloan [3]) citer le manque de normes de charge, comme si c'était un argument, pour profiter de la charge, ne correspond pas au réel. Certainement, le fonctionnement sur une charge résistive reflète à un certain point la qualité de l'amplificateur, mais une compréhension du problème général est encore nécessaire. La réalité est la suivante, que la charge sous la forme d'une tête de haut-parleur dynamique est un type de charge fondamentalement différent par rapport à une charge résistive.

La principale différence (outre l'inductance, ce qui est moins significatif) consiste en la présence d'une tête contre-EMF, proportionnel à la vitesse de la bobine mobile (ZK) et dirigé contre la force électromotrice de l'amplificateur. Considérez l'option, lorsque la fréquence du signal est supérieure à la plage de fréquences du pic de résonance de la tête.

Dans ce cas, lors de l'action de l'une des demi-ondes du signal, le ZK accélère, et la valeur de vitesse maximale est atteinte exactement au moment de zéro du signal de sortie – le signal de vitesse de la bobine mobile est en retard 90 degrés du signal d'accélération. Au même moment (tension de sortie nulle) le courant contre-EMF atteint sa valeur maximale, et ce courant doit être éteint par la résistance interne de l'amplificateur. Remarque, que le courant contre-EMF est très important et peut même dépasser le courant de sortie de fonctionnement de l'amplificateur. de plus, avec un signal réel, le déphasage entre le courant de l'amplificateur et sa tension de sortie conduit au fait que, que le point de passage par zéro du courant de sortie UMZCH "parcourt" toute la plage des tensions de sortie, pas à zéro, comme avec une charge résistive. Le problème du zéro devient le problème de tout l'UMZCH.

Une discordance similaire entre la nature de la charge et le type de signal d'entrée crée un problème de test. Signal de test, le plus pertinent pour le réel, devrait être un bruit blanc, ou un signal de bruit, Norme DIN. Нагрузка – c'est une tête dynamique, et les distorsions sont déterminées par le procédé de compensation du signal de sortie UMZCH avec un signal d'entrée dans la plage de fonctionnement complète des niveaux de signal de sortie.. Cela donne l'erreur vectorielle totale, prise en compte non linéaire, intermodulation et distorsion de phase.

Si l'ampleur des distorsions obtenues lors d'un tel test se situe dans 0.1 %, alors on peut dire, que l'erreur, amplificateur introduit, est au moins hors de portée, oreille moyenne. De tels tests aideront à révéler la vraie valeur des allégations d '"impeccabilité" ou même d' "absolutisme" UMZCH.

La racine des problèmes répertoriés – dans la faible qualité de l'étage de sortie UMZCH. Cascade, sans croisement, ayant une faible distorsion de toutes sortes dans la gamme de fréquences audio, spectre d'harmoniques insignifiant en largeur, travaillant librement sur une charge réactive de toute nature – une telle cascade supprime ces problèmes. Il s'agit d'une telle cascade qui sera discutée ci-dessous..

1. Analyse de situation et énoncé du problème.

Il faut souligner: la présence d'une "zone morte" dans le comportement des transistors de sortie – le problème ce ne sont pas ces transistors, mais tout le schéma, travailler avec OOS, car à ces moments l'amplificateur entier force l'amplification à la limite, et puis pendant longtemps "sort du choc". Surtensions, limitation de l'amplification, et serpent à sonnette, accompagnant la sortie de ce mode, seront observés en tout point de l'UMZCH. Installation d'inductances de sortie pour supprimer les surtensions allant à la charge – c'est enterrer ta tête dans le sable, puisque les valeurs aberrantes ne disparaissent pas dans le circuit lui-même. Un émetteur ou un suiveur de source ne génère jamais de pics ou de rebond par lui-même, car il fonctionne en pleine conformité avec ses capacités sans postcombustion ni surcharges.

Le premier critère pour le fonctionnement normal de l'amplificateur – pas de surtensions ou de rebond, indiquant une surcharge d'éléments de circuit individuels dans la plage de fonctionnement des fréquences et des amplitudes. Ces dépassements doivent être absents dans un signal de distorsion pure., car dans le signal complet, ils sont masqués par l'amplitude principale.

Deuxième critère de qualité – le facteur de distorsion ne doit pas augmenter avec la diminution de l'amplitude du signal de sortie. Beaucoup mieux, s'il diminue.

Troisième critère – l'amplificateur doit fonctionner normalement sur une charge réactive (capacité ou inductance) créant à certaines fréquences une résistance équivalente à l'ohmique.

Douglas Self, recherché en détail la distorsion transitoire dans les étages de sortie [2], suivi le chemin pour trouver la polarisation optimale sur les bases des transistors de sortie, auquel la distorsion de l'étage de sortie sera minimale. Dans ce cas, l'optimum trouvé était lié à la statique (ou quasi-statique, c'est-à-dire basse fréquence) mode de fonctionnement en cascade, pour fortes amplitudes et charges résistives. Il a également montré, qu'avec une amplitude du signal décroissante, les distorsions relatives augmentent, au fait, leur valeur absolue tombe, qui lui paraissait tout à fait acceptable.

Cependant, sur la plupart des graphiques, cité par l'auteur, il y a une augmentation de la distorsion proportionnelle à la fréquence, commençant par 1 – 2 kHz. Cela indique la présence d'une composante dynamique de distorsion, dont le rôle grandit avec la fréquence, car il ne peut pas être supprimé efficacement par la rétroaction. Par conséquent, la conclusion générale de l'auteur sur les avantages de la classe B, optimisé pour les biais, ne doit être attribué qu'à la plage des basses fréquences, à environ 2 kHz. À des fréquences plus élevées, les amplificateurs ont priorité., fonctionnant à des courants de repos importants. La composante dynamique de la distorsion est associée au passage du préamplificateur aux modes de limitation, en raison de son incapacité à transférer rapidement les transistors de sortie en mode actif.

Hun-Chan Lin est digne d'un monument – la structure de son UMZCH, publié dans le lointain 1956 année, continue de dominer 21 siècle. cependant, améliorer les cascades d'amplification préliminaire avec l'application ultérieure d'OOS équivaut à utiliser des cataplasmes pour raviver un cadavre – la rétroaction ne fonctionne pas sur un transistor fermé ou surchargé.

Défaut de structure racinaire de Lin – combinaison de commande de l'étage de sortie pour courant continu et alternatif. Un signal d'une certaine polarité active le bras correspondant de l'étage de sortie et éteint simultanément l'autre bras, ce qui conduit aux phénomènes ci-dessus.

Les tentatives pour résoudre le problème au sein de la même structure ont été réduites au principe simple suivant – il est nécessaire de mettre en œuvre un tel mode de fonctionnement des transistors de sortie, à laquelle aucune condition de coupure de courant n'est autorisée. De telles publications sont apparues à l'étranger au début des années 1980 et ce mode a ensuite été appelé Super A ou Non Switching.. Comme je le sais, l'une des premières structures de ce type dans l'espace soviétique a été proposée par Yu. Mitrofanov dans 1986 année [5]. Il a désigné ce mode comme «mode économique A». Le principe de l'organisation d'un tel étage de sortie est le plus clairement exprimé dans l'amplificateur G. Bragin [6]. Vous devriez l'examiner plus en détail., pour identifier les inconvénients de cette approche.

Détails essentiels, schémas explicatifs, illustré à la Fig.1. Comme, comment se termine la demi-onde positive, courant à travers la résistance Ro tombe, le transistor T3 est ouvert avec une tension aux bornes de la diode, et le courant sortant du collecteur T3 est utilisé (en utilisant le schéma correspondant) Pour un peu- transistor T1 afin de maintenir un certain niveau de courant de sortie pendant toute la durée de la demi-onde négative. Quand la demi-onde positive revient, le transistor T1 est déjà à moitié ouvert et est mis en service doucement sans surtensions ni surcharges. Des mesures, dirigé par l'auteur, ont montré un rétrécissement significatif de la composition spectrale des harmoniques.

riz. 1

Il semblerait, tout se passe à merveille, sauf un – les circuits de maintien du courant de sortie ne sont pas linéaires et fonctionnent de manière autonome, chacun dans sa propre épaule et uniquement pendant la période d'activité de l'épaule opposée. Il se retourne contre lui. Selon la règle de Kirchhoff, la somme des courants dans le nœud (à la sortie de l'amplificateur) toujours zéro: 1+ – 1 – Iout = 0. Puisque l'épaule négative "ne sait rien" des processus dans l'épaule positive, son courant est proportionnel au signal d'entrée KUin. Nous obtenons Iout = 1+ – Que. L'excès de courant de l'épaule positive n'a nulle part où aller, sauf pour aller à la charge, et cela devient une pure source de non-linéarité (méandre de type distorsion). La difficulté nouvellement créée est surmontée héroïquement grâce à l'action de la rétroaction générale.

Nous arrivons à la conclusion, quel est le courant supplémentaire, passant par les transistors de sortie doit être le même pour les deux bras. Cela doit être un courant traversant et l'amplificateur doit maintenir le même (pas forcément permanent)à travers le courant.

Ce mode est réalisé automatiquement lors de l'utilisation des transistors à effet de champ latéraux précités. [2SK1056(57, 58)/2SJ160(161,162), 2SK133(134,135)/2SJ48(49,50), BUZ901(900)/BUZ906(905)], allumé selon le schéma avec une source commune. Le fait est, que ces transistors sont caractérisés par la présence d'un courant de drain à tension grille-source nulle (à propos 100 mA pour paire 2SK1058 / 2SJ162). Il n'y a pas de coupure de courant, et la "douceur" des caractéristiques d'entrée de ces transistors – augmentation progressive de la pente et du point thermostable à proximité 150 mA permettent, avec une approche compétente, d'obtenir de bons résultats par des moyens simples. Comme on le voit, le choix des audiophiles est assez cohérent avec des facteurs objectifs.

La situation est assez différente avec les transistors à effet de champ à canal vertical., dans lequel la zone de travail commence par quelques volts de tension grille-source. Le problème est aggravé par le fait, que ce type de transistor est technologique, présente de nombreux avantages techniques (en particulier, grande pente), large gamme et faible coût, à cause de ce que de tels transistors sont massivement installés dans les étages de sortie de l'UMZCH.

A. Smooth popularise les circuits d'amplification avec une amplification séparée des demi-ondes et leur ajout ultérieur en sortie [7]. Dans cette version, une bonne stabilisation des courants de repos peut être obtenue. (chaque bras agit comme un amplificateur de courant) et une compensation assez complète de ces courants lorsqu'ils sont additionnés dans la charge. Il n'y a que deux questions qui se posent – fonctionnement de l'amplificateur à basse tension (en raison de la division du signal total en deux demi-ondes à l'aide de diodes), aussi bien que – avec charge d'amplification réactive (puisque chaque bras fonctionne avec OOS pour le courant de sortie, et l'OOS général – par tension de sortie).

La nature des distorsions dans un UMZCH push-pull consiste en un changement constant du mode de fonctionnement d'un transistor puissant – en une demi-onde du signal, son point de fonctionnement passe par un cycle de coupure au courant maximum et retour à coupure. Le problème est résolu dans les amplificateurs de classe A, où le point de fonctionnement du transistor reste pratiquement inchangé, et les distorsions de signal sont insignifiantes et ne sont associées qu'à l'évolution de la chute de tension aux bornes du transistor (Effet Earley). Le mode AB donne un certain effet, sous réserve de, que le courant de repos du transistor est significatif (à propos 20% максимального). Mais reste – c'est une demi-mesure: la distorsion augmente, dès que le transistor du côté opposé se ferme, et tout le courant du transistor de fonctionnement commence à circuler dans la charge.

Des études montrent, qu'il est possible d'assurer une bonne et continue contrôlabilité du fonctionnement des transistors de l'étage de sortie, si le courant traverse les transistors de sortie toujours, et dépasse toujours le courant, chargé. Dans ce cas, la composition harmonique du spectre de distorsion est progressivement réduite à un – deuxième harmonique.

À la lumière de ce qui précède, nous pouvons formuler les exigences pour le mode de fonctionnement d'un étage de sortie à part entière.

  1. Courants, passant par les transistors de sortie doit dépasser les courants, passant par ces transistors jusqu'à la charge, et il est souhaitable de fournir la possibilité de contrôler cet excès de courant.
  2. Le courant excessif doit être le même (modulo) pour les deux bras de l'étage de sortie avant même d'activer le retour. (OOS égalise ces courants dans tous les cas, mais cette égalisation n'est jamais complète). En d'autres termes, le circuit doit fournir un courant continu et contrôlé à travers les transistors de sortie et les deux transistors doivent être continuellement en mode actif. Il convient également de prendre en compte la présence de la composante dynamique de distorsion dans la conception du circuit., en fonction de la vitesse de montée de la tension de sortie.

2. Solution de circuit.

Tout d'abord, vous devez "couper le nœud gordien" du plan de Lin – combinaison de commande de l'étage de sortie pour courant continu et alternatif. Les circuits d'amplification du signal et les circuits de commande de mode de fonctionnement doivent être séparés et ne pas interférer entre eux.. Dans ce cas, l'étage de sortie se transforme en une unité fonctionnellement séparée (quadripôle), bien défini, dont la connaissance est nécessaire pour construire un schéma général.

L'exigence d'indépendance de la commande de mode limitait fortement le choix des solutions de circuits, de plus, fourni une seule option – étage amplificateur différentiel. Sa particularité est, que le signal actuel, fourni aux émetteurs de la paire différentielle, est perçue par l'amplificateur comme une interférence de mode commun et est supprimée avec une efficacité de l'ordre de 60 dB. En même temps, ce signal contrôle la tension de mode commun aux bornes des résistances du collecteur, et cette tension peut être utilisée pour contrôler le mode de puissants transistors de sortie, connecté selon le schéma avec un émetteur commun (Est commun). Le contrôle est réalisé en utilisant des capteurs de courant – résistances, installé dans le circuit de courant de charge et, si nécessaire, puis dans les circuits des transistors de sortie. En fait, c'est l'idée d'une solution de circuit, qui peut être implémenté dans un nombre illimité d'options, en fonction de la tâche spécifique et de la base d'élément disponible. L'une des options possibles pour construire un circuit est discutée ci-dessous..

Le programme a été construit comme "court", pour tirer pleinement parti des propriétés de fréquence des transistors de sortie et éviter l'apparition de pôles supplémentaires de la réponse en fréquence. de plus, l'étage différentiel permet une méthode de réduction de distorsion utilisant un courant d'entrée de compensation [8]. Cette méthode n'utilise pas de rétroaction et ne crée donc pas de nouveaux pôles de réponse en fréquence..

Le circuit de base de l'étage de sortie est illustré à la Fig.2.. cette – Circuit amplificateur différentiel équilibré standard avec transistors de sortie de puissance. Sa particularité – en contrôle de courant de repos symétrique (à travers l'écoulement) paires différentielles d'épaule supérieure et inférieure – nous sortir (une augmentation du courant de repos correspond à une tension négative à l'entrée Vc). En fait, ce contrôle vous permet de résoudre les problèmes problématiques des étages de sortie. La seule question est l'organisation compétente de ce département.. Capteurs, permettant de contrôler les courants des transistors de sortie et le courant de charge, sont les résistances 0.1 ohm. Les points de contrôle correspondants sont marqués des lettres A, B et C.

riz. 2

Au départ, je me suis concentré sur des transistors à effet de champ à canal vertical à haute puissance bon marché, que j'avais – paire IRF540 / IRF9540. Avant de prendre un fer à souder, J'ai recherché diverses options de circuit dans l'environnement Micro-Cap10.

Configuration du schéma de base

Le circuit dans la variante de la figure 2 convient pour piloter des transistors., très raide (transistors bipolaires et à effet de champ à canal vertical). Si la pente est petite, tel que, dans le cas de transistors à effet de champ latéral coûteux et de haute qualité, vous pouvez utiliser une charge dynamique ou un étage d'amplification supplémentaire. Considérons le cas général de la mise en place d'un circuit pour des transistors de sortie arbitraires.

Vous devez d'abord décider du gain et du type d'amplificateur (inverseur ou non inverseur). La figure 3 montre les options d'activation de l'inversion (fig.Z,et) et non inverseur (Fig. 3, b) amplificateur pour gain K = 5 avec valeurs de résistance et éléments de correction de fréquence (pour exclure l'auto-excitation du circuit).

riz. 3

La mise en place de l'amplificateur se réduit à déterminer la valeur des résistances R0 (Fig.2), détermination du point de fonctionnement des transistors de sortie avec une entrée de commande mise à la terre, Vс = 0. Le courant de repos de l'étage différentiel est réglé par la résistance R5 (R4) et est choisi assez significatif, à propos 10 mA ou environ 5 mA sur l'épaule. Ce courant détermine la valeur de polarisation requise du transistor de sortie., comme la chute de tension aux bornes de la résistance R0 moins la chute de tension aux bornes de la jonction du transistor T9 (T10).

Enfin, le courant de repos des transistors de sortie est déterminé par la valeur de la tension de commande à l'entrée Vc. Un équilibrage précis de l'amplificateur est possible en modifiant les résistances R5 et R4 de cette manière, de sorte que la tension de sortie devienne proche de zéro, qui cependant, n'a pas beaucoup de sens. La résistance des résistances R2 détermine la vitesse de fermeture maximale des transistors de sortie, mais sa diminution excessive dégrade la linéarité de l'amplificateur et conduit à une génération de chaleur excessive dans les transistors T9, T10. Pour une paire de transistors IRF540 / IRF9540 avec gain K = 5, les valeurs nominales des éléments du circuit sont les suivantes: R0 = 820 Ohm, R1 = 10 ohm, R2 = 270 Ohms, R4 = R5 = 1,4 kΩ (à un courant de repos d'environ 70 mA), Score = 68 pF, transistors à paire différentielle, comme la préfinale – puissance moyenne sélectionnée – T1, T2, T10 – BD139, T3, T4, T9 – Bdl40. Le reste des transistors de type n - 2N5551, et type r - 2H5401. Le type de transistors choisi a été principalement déterminé par leur disponibilité chez le développeur, pas les exigences spécifiques du régime.

Compensation de la distorsion

Il a été réalisé en totale conformité avec la méthodologie, énoncée dans l'article [8]. La figure 4 montre les circuits de compensation pour les deux options d'amplificateur.. Les valeurs de résistance correspondent à la condition, que le courant d'entrée de l'amplificateur est négligeable. Puisque cette condition n'est pas réellement remplie, puis la correction finale du gain de l'amplificateur A2 a été effectuée en ajustant la résistance de rétroaction Rfb + Rin pour minimiser la distorsion du signal. Sa valeur optimale s'est avérée être d'environ 10% supérieur à celui calculé et s'élevait à 1650 Ohm à la place 1500 ohm.

riz. 4

La figure 5 montre les graphiques des signaux de distorsion jusqu'à (d'en haut) et après avoir connecté le circuit de compensation de distorsion. Les graphiques montrent le signal de sortie pour deux fréquences – 2 kHz et 20 kHz à un courant de repos des transistors de sortie d'environ 200 mA, tension d'alimentation ± 30 V et signal de sortie ± 22 V (sur les graphiques il, en comparaison, réduit en 1000 temps). Identité complète frappante du signal de distorsion pour l'amplificateur de base, avec tellement (en ordre) fréquences différentes. Pas étonnant, puisque l'amplificateur a une grande marge de bande passante et de plage audio pour lui – c'est, essentiellement, fonctionnement quasi-statique. Un autre problème, correction amplificateur A2, comme lequel j'ai utilisé NE5534. Puisque le spectre du signal de distorsion change en proportion directe de la fréquence du signal principal, alors la capacité de compenser la distorsion diminue avec l'augmentation de la fréquence. Sur la fréquence 2 la distorsion kHz est supprimée 68 temps, et sur 20 kHz – seulement dans 23 fois. Naturellement, la partie haute fréquence de la distorsion est moins supprimée, par conséquent, des pointes aiguës apparaissent dans le signal de distorsion.

L'amplificateur résultant par le type de réponse en fréquence se rapproche d'un unipolaire avec un pôle du 1er ordre. Fréquence des pôles f(-45°)= 2,3 MHz, F(-180°)= 25 MHz f(0 dB)= 13,6 MHz, déphasage 0,26 ° par 20 kHz. L'amplificateur résiste à des charges de différents types, en particulier, capacitif en 2 uF, résistance équivalente de courant 4 Ohm à la fréquence 20 kHz.

(À suivre)

auteur: Pavel Cherednik, Région de Volyn. Quartier Shatsky, avec. Moulins

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