0

Etapa de salida UMZCH con control dinámico de compensación de distorsión y corriente continua

Una vez me llamó la atención una frase del libro de Bob Cordell [1], sobre el mismo contenido: "Los amantes del sonido de válvulas prefieren el sonido de los transistores de efecto de campo lateral". Hubo una pregunta – ¿Cómo se puede distinguir el sonido de un amplificador con transistores laterales?, si deslumbra a los ojos por el número de ceros después del punto decimal en la distorsión de ambos amplificadores?

El problema es, que en las características técnicas del UMZCH las distorsiones no están indicadas para una señal real bajo una carga real, y para una sinusoide pura con una frecuencia de 1 kHz en carga resistiva. En este caso, las mediciones se realizan en una señal de gran amplitud., enmascarando casi todos los problemas importantes, surgiendo cerca de cero. Todo resulta genial para los amantes del estruendoso "heavy metal". Y ellos, кто хочет услышать шепот женщины на фоне контрабаса или тончайшие интонации голоса, вынуждены поку­пать ламповые усилители мощностью максималь­но 10 Вт при стоимости по тысяче USD за каждый ватт либо нагревать помещение транзисторными усилителями, работающими в классе А.

Все проблемные вопросы, касающиеся согла­сования позиций производителей УМЗЧ, которые заманивают потребителей крайне низким Кг (ме­нее 0.0001%, но на частоте 1 kHz) и меломанов, сводятся к трем проблемным позициям, которые можно обозначить как: проблема нуля (коммута­ционные искажения), проблема нагрузки, и про­блема испытаний.

Проблема нуля

Она возникает в двухтактных усилителях мощ­ности вблизи нулевого тока нагрузки, когда про­исходит передача управления выходным током от одного плеча усилителя к другому. Если вы­ходные транзисторы имеют определенный ток покоя, то при переходе сигнала через нуль воз­никает сквозной ток, проходящий через оба тран­зистора, усилитель на короткое время переходит в класс А, его внутреннее сопротивление падает, коэффициент передачи растет.

По мере роста выходного тока, один из выход­ных транзисторов постепенно запирается, а вто­рой, все еще находящийся на начальном участке входной характеристики, начинает полностью определять выходной ток и, если ток покоя отно­сительно невелик, его внутреннее сопротивление (обратное крутизне при данном токе) резко пада­ет. por lo tanto, для нормальной работы в та­ком режиме ток покоя транзисторов должен быть довольно значи­тельным (класс АВ).

По этой причине, большинство авторов монографий [1-4] ре­комендует режим работы выходного каскада в режиме близком к классу В, когда каждое плечо усилителя отрабатывает ровно половину сигна­ла, а другую половинунаходится в «отсечке». Это достигается подбором оптимального сме­щения на базах выходных транзисторов, когда сигнал уже не «режется», но еще и не возникает заметный сквозной ток.

По умолчанию предполагается, что при вы­ходных напряжениях усилителя близких к нулю относительная величина искажений (Kg) может быть сколь угодно большой, так как абсолютная величина искажений получается их умножением на незначительную величину выходного сигна­ла и результат оказывается пренебрежимо мал. Все получается прекрасно при большом сигнале и главное, при резистивной нагрузке. El problema es, что при нарастании сигнала вблизи нуля, ког­да выходные транзисторы только-только вышли из состояния отсечки тока, усилитель с глубокой ООС вынуждено переходит на предельный режим работы, форсируя открывание транзистора. В этот момент усиление резко падает, выходное со­противление возрастает, возникают переходные искажения, которые принципиально невозможно устранить при помощи обратной связи.

Это демонстрируют простые, грубые оценки. Realmente, скорость нарастания выходно­го сигнала с амплитудой около 30 En y frecuencia 20 кГц достигает 4 V / μs. Выходной ток усили­теля величиной 100 мА на нагрузке 4 Ом дости­гается при выходном напряжении 0.4 В за время 0.1 microsegundo. [0.4 En /(4 V / μs)=0.1 мкс]. За это время предварительный усилитель должен успеть разо­гнать выходной транзистор, вовремя затормо­зить и обеспечить режим полного контроля тока.

Significa, что время установления пере­ходной характеристики всего усилителя в ма­лосигнальном режиме должно быть, de todas formas, не хуже примерно 0.1 microsegundo, что на порядок меньше того, что мы имеем в реальных конструк­циях УМЗЧ. así, мы получаем «мерт­вую зону», в которой свойства выходного сигнала зависят уже не от входного сигнала, а от внутрен­них свойств усилителя. Фактически усилитель на короткое время переходит в импульсный ре жим работы, когда его свойства определяются переходными характеристиками, зависящими от амплитудно-фазо-частотых характеристик в вы­сокочастотной области (в мегагерцовом диапа­зоне). Спектр сигнала искажений, возникающих в подобных процессах, также простирается до мегагерцовой области.

Проблема нагрузки

В дальнейшем мы сталкиваемся со второй про­блемой, которая часто игнорируется, – проблемой нагрузки. Одни (por ejemplo, la. Данилов [4]) утверж­дают, что резистивная нагрузка нагружает усили­тель, de todas formas, не меньше чем реальная, otro (por ejemplo, Слоун [3]) ссылаются на отсут­ствие стандартов нагрузки, как будто это аргумент, чтобы пользоваться нагрузкой, не соответствую­щей реальной. Ciertamente, работа на резистив­ную нагрузку в определенном отношении отражает качество усилителя, но понимание общей пробле­матики все же необходимо. Реальность же такова, что нагрузка в виде динамической головки громко­говорителя является принципиально иным типом нагрузки по сравнению с резистивной.

Главное отличие (помимо индуктивности, что менее существенно) состоит в наличии противо-ЭДС головки, пропорциональной скорости зву­ковой катушки (ЗК) и направленной против ЭДС усилителя. Рассмотрим вариант, когда частота сигнала выше диапазона частот резонансного пика головки.

В таком случае во время действия одной из полуволн сигнала происходит разгон ЗК, а макси­мальное значение скорости достигается ровно в момент нуля выходного сигналасигнал скорости звуковой катушки отстает на 90 градусов от сигна­ла ускорения. В этот же момент (нуля выходного напряжения) значение тока противо-ЭДС дости­гает максимального значения, и этот ток должен гасится внутренним сопротивлением усилителя. Nota, что ток противо-ЭДС весьма значите­лен и может даже превышать рабочий выходной ток усилителя. por otra parte, при реальном сигнале сдвиг фаз между током усилителя и его выходным напряжением приводит к тому, что точка пересе­чения нуля выходным током УМЗЧ «гуляет» в пол­ном диапазоне выходных напряжений, а не в нуле, как в случае резистивной нагрузки. Проблема ну­ля становится проблемой всего УМЗЧ.

Аналогичное несоответствие между харак­тером нагрузки и типом входного сигнала по­рождает проблему испытаний. Испытательный сигнал, наиболее соответствующий реальному, должен представлять собой белый шум, либо шу­мовой сигнал, стандартизированный по DIN. На­грузкаэто динамическая головка, а искажения определяются методом компенсации выходного сигнала УМЗЧ входным сигналом в полном рабо­чем диапазоне уровней выходного сигнала. При этом получается полная векторная погрешность, учитывающая нелинейные, интермодуляционные и фазовые искажения.

Если величина полученных при таком испыта­нии искажений уложится в 0.1 %, то можно утверж­дать, что погрешность, вносимая усилителем, находится вне пределов восприятия по крайней мере, средним ухом. Такие испытания помогут выявить истинную цену претензий на «безукориз­ненность» или даже «абсолютность» УМЗЧ.

Корень перечисленных проблемв низком ка­честве выходного каскада УМЗЧ. Каскад, лишен­ный переходных искажений, имеющий малые ис­кажения всех видов в звуковом диапазоне частот, незначительный по ширине спектр гармоник, свободно работающий на реактивную нагрузку любого видатакой каскад снимает эти пробле­мы. Именно о таком каскаде пойдет речь ниже.

1. Анализ ситуации и постановка задачи.

Следует подчеркнуть: наличие «мертвой зоны» в поведении выходных транзисторовпроблема не этих транзисторов, а всей схемы, работающей с ООС, поскольку в эти моменты весь усилитель до предела форсирует усиление, а затем доволь­но долго «выходит из шокового состояния». Вы­бросы напряжения, связанные с режимом пре­дельного усиления, и дребезг, сопровождающий выход из этого режима, будут наблюдаться в лю­бых точках УМЗЧ. Установка выходных индуктив­ностей для подавления выбросов идущих на на­грузкуэто зарывание головы в песок, поскольку выбросы не исчезают в самой схеме. Эмиттерный или истоковый повторитель сам по себе ни­когда не создает выбросов или дребезга, потому что работает в полном соответствии со своими возможностями без форсажа и перегрузок.

Первый критерий нормальной работы усили­теля отсутствие выбросов напряжения или дре­безга, свидетельствующих о перегрузке отдель­ных элементов схемы в рабочем диапазоне частот и амплитуд. Эти выбросы должны отсутствовать в чистом сигнале искажений, так как в полном сиг­нале они маскируются основной амплитудой.

Второй критерий качества коэффициент ис­кажений не должен возрастать при уменьшении амплитуды выходного сигнала. Значительно луч­ше, если он будет уменьшаться.

Третий критерий усилитель должен нормаль­но работать на реактивную нагрузку (емкость или индуктивность) создающую на некоторых часто­тах сопротивление эквивалентное омическому.

Дуглас Селф, детально исследовавший пере­ходные искажения в выходных каскадах [2], шел по пути поиска оптимального смещения на базах выходных транзисторов, при котором искажения выходного каскада будут минимальны. При этом найденный оптимум относился к статическому (или квазистатическому, то есть низкочастотно­му) режиму работы каскада, для больших амплитуд и резистивной нагрузки. Он также показал, что с уменьшением амплитуды сигнала относи­тельные искажения растут, sin embargo, абсолютная их величина падает, что показалось ему вполне приемлемым.

Однако на большинстве графиков, приводимых автором, наблюдается рост искажений прямо пропорциональный частоте, empezando con 1 – 2 kHz. Это свидетельствует о наличии динамической составляющей искажений, роль которой растет с частотой, так как она не может быть эффективно подавлена обратной связью. Поэтому общий вы­вод автора о преимуществах класса В, оптими­зированного по напряжению смещения, следует отнести только к низкочастотному диапазону, примерно до 2 kHz. На более высоких частотах преимущество имеют усилители, работающие на значительных токах покоя. Динамическая состав­ляющая искажений связана с переходом пред­варительного усилителя на предельные режимы, в связи с его неспособностью быстро перевести выходные транзисторы в активный режим.

Хун-Чан Лин достоин памятникаструктура его УМЗЧ, опубликованная в далеком 1956 año, продолжает доминировать в 21 веке. sin embargo, совершенствование каскадов предварительно­го усиления с последующим применением ООС равносильно применению припарок для ожив­ления мертвого телана закрытый или перегру­женный транзистор обратная связь не действует.

Коренной недостаток структуры Линасовме­щение управления выходным каскадом по посто­янному и по переменному току. Сигнал опреде­ленной полярности включает соответствующее плечо выходного каскада и одновременно вы­ключает другое плечо, что приводит к вышеопи­санным явлениям.

Попытки решить проблему в рамках той же структуры сводились к следующему простому принципунеобходимо реализовать такой режим работы выходных транзисторов, при котором не допускается состояние отсечки тока. За рубежом подобные публикации появились в начале 1980-х годов и данный режим впоследствии получил на­звание Super А или Non switching. Насколько мне известно, одна из первых конструкций такого ти­па на советском пространстве была предложена Ю. Митрофановым в 1986 año [5]. Он обозначил данный режим как «экономичный режим А». Прин­цип организации подобного выходного каскада наиболее четко выражен в усилителе Г. Брагина [6]. Следует рассмотреть его более детально, чтобы выявить недостатки такого подхода.

Существенные детали, поясняющие работу схемы, показаны на рис.1. По мере того, как по­ложительная полуволна заканчивается, ток через сопротивление Ro падает, транзистор Т3 приот­крывается напряжением на диоде, и возникаю­щий ток с коллектора Т3 используется (с помо щью соответствующей схемы) для приоткры- вания транзистора Т1 с целью поддержания определенного уровня выходного тока на весь период действия отри­цательной полуволны. Когда снова приходит положительная полу­волна, транзистор Т1 уже полуоткрыт и мяг­ко включается в работу без скачков и перегру­зок. Измерения, про­веденные автором, по­казали значительное сужение спектрального состава гармоник.

arroz. 1

Казалось бы, все получается красиво, кроме одногоцепи поддержания выходного тока име­ют нелинейный характер и работают автономно, каждая в своем плече и только в период актив­ности противоположного плеча. Это приводит к неприятным последствиям. Согласно правилу Кирхгофа сумма токов в узле (на выходе усилите­ля) siempre cero: 1+ – 1Iout = 0. Так как от­рицательное плечо «ничего не знает» о процессах в положительном плече, его ток пропорционален входному сигналу KUin. Получаем Iout = 1+KUin. Избыточному току положительного плеча некуда деваться, кроме как идти в нагрузку, и он стано­вится чистым источником нелинейности (искаже­ний типа меандра). Вновь созданная трудность героически преодолевается за счет действия об­щей обратной связи.

Мы приходим к выводу, что дополнительный ток, проходящий через выходные транзисторы должен быть одинаков для обоих плеч. Это дол­жен быть сквозной ток и усилитель должен под­держивать режим одинакового (не обязательно постоянного)сквозного тока.

Такой режим автоматически реализует­ся при использовании вышеупомянутых лате­ральных полевых транзисторов [2SK1056(57, 58)/2SJ160(161,162), 2SK133(134,135)/2SJ48(49,50), BUZ901(900)/BUZ906(905)], включаемых по схеме с общим истоком. El hecho es, что для этих транзисторов характерно наличие тока стока при нулевом напряжении затвор-исток (sobre 100 мА для пары 2SK1058/2SJ162). Отсечка тока отсут­ствует, а «мягкость» входной характеристики этих транзисторовплавно нарастающая крутизна и термостабильная точка вблизи 150 мА позволяют при грамотном подходе достичь хороших резуль­татов простыми средствами. Como vemos, выбор аудиофилов вполне согласуется с объективными факторами.

Совсем по-иному обстоит дело с полевыми транзисторами с вертикальным каналом, у которых рабочая область начинается с несколь­ких вольт напряжения затвор-исток. Неприят­ность усиливается тем фактом, что данный тип транзисторов технологичен, обладает рядом технических достоинств (en particular, большой крутизной), широкой номенклатурой и низкой стоимостью, из-за чего такие транзисторы мас­сово устанавливают в выходные каскады УМЗЧ.

la. Гладкий популяризирует схемы усилителей с раздельным усилением полуволн и последую­щим их сложением на выходе [7]. В таком вари­анте может быть получена хорошая стабилизация токов покоя (каждое плечо работает как усили­тель тока) и достаточно полная компенсация этих токов при их суммировании в нагрузке. Возни­кают вопросы только в отношении двух момен­товработы усилителя при малых напряжениях (debido a la división de la señal total en dos medias ondas usando diodos), así como – con carga de amplificador reactiva (ya que cada brazo funciona con OOS para la corriente de salida, y el general OOS – por voltaje de salida).

La naturaleza de la distorsión en un UMZCH push-pull es un cambio constante en el modo de funcionamiento de un transistor potente – en una media onda de la señal, su punto de funcionamiento pasa por un ciclo desde el corte hasta la corriente máxima y vuelve al corte. El problema se resuelve en amplificadores de clase A, donde el punto de funcionamiento del transistor permanece prácticamente sin cambios, а искажения сигнала незначительны и связаны только с меняющимся падением напря­жения на транзисторе (эффект Эрли). Некоторый эффект дает режим АВ, sujeto a, что ток по­коя транзистора значителен (sobre 20% макси­мального). Pero aún – это полумера: искажения возрастают, как только закрывается транзистор противоположного плеча, и весь ток работающе­го транзистора начинает течь в нагрузку.

Исследования показывают, что обеспечить хорошую и непрерывную управляемость работы транзисторов выходного каскада можно, если ток проходит через выходные транзисторы всегда, и всегда превышает ток, идущий в нагрузку. В этом случае гармонический состав спектра искажений постепенно сводится к однойвторой гармонике.

Учитывая вышесказанное, мы можем сформу­лировать требования к режиму работы полноцен­ного выходного каскада.

  1. Токи, проходящие через выходные тран­зисторы должны превышать токи, проходящие через эти транзисторы в нагрузку, причем же­лательно обеспечить возможность управления этим избыточным током.
  2. Избыточный ток должен быть одинаковым (по модулю) для обоих плеч выходного каскада еще до включения обратной связи. (ООС уравни­вает эти токи в любом случае, но это уравнива­ние не бывает полным). En otras palabras, схема должна обеспечивать наличие непрерывного и управляемого сквозного тока через выходные транзисторы и оба транзистора непрерывно должны находиться в активном режиме. Следу­ет также в схемном решении учитывать наличие динамической составляющей искажений, зави­сящей от скорости нарастания выходного напря­жения.

2. Схемное решение.

Для начала необходимо «разрубить Гордиев узел» схемы Линасовмещение управления вы­ходным каскадом по постоянному и по перемен­ному току. Цепи усиления сигнала и цепи управ­ления режимом работы должны быть разделены и не оказывать взаимного влияния. При этом вы­ходной каскад превращается в функционально отдельный узел (четырехполюсник), имеющий вполне определенные характеристики, знание ко­торых необходимо для построения общей схемы.

Требование независимости управления ре­жимом сильно ограничило возможности выбо­ра схемных решений, Además, предоставило только один-единственный вариантдифферен­циальный усилительный каскад. Его особенность в том, что токовый сигнал, подаваемый на эмит­теры дифференциальной пары, воспринимается усилителем как синфазная помеха и подавляется с эффективностью порядка 60 dB. Al mismo tiempo, этот сигнал управляет синфазным напряжением на коллекторных резисторах, и это напряжение можно использовать для управления режимом мощных выходных транзисторов, включенных по схеме с общим эмиттером (общим истоком). Управление реализуется путем использования датчиков тока – resistencias, установленных в це­пи прохождения тока нагрузки и если нужно, то и в цепях выходных транзисторов. Собственно в этом и состоит идея схемного решения, которая может быть реализована в неограниченном числе вари­антов, в зависимости от конкретной задачи и име­ющейся элементной базы. Один из возможных вариантов построения схемы рассмотрен ниже.

Схема строилась максимально «короткой», что­бы в полной мере использовать частотные свой­ства выходных транзисторов и избежать появления дополнительных полюсов частотной характери­стики. por otra parte, дифференциальный каскад да­ет возможность использовать метод уменьшения искажений с помощью компенсирующего вход­ного тока [8]. Этот метод не использует обратной связи и поэтому он не создает новых полюсов АЧХ.

Базовая схема выходного каскада показана на рис.2. este – стандартная симметричная схе­ма дифференциального усилителя с мощными выходными транзисторами. Его особенностьв симметричном управлении током покоя (сквоз­ным током) дифференциальных пар верхнего и нижнего плечавыход Ус (повышение тока по­коя соответствует отрицательному напряжению на входе Vс). Собственно это управление и позволяет ре­шать проблемные вопросы вы­ходных каскадов. Вопрос лишь в грамотной организации это­го управления. Датчиками, по­зволяющими контролировать токи выходных транзисторов и ток нагрузки, являются рези­сторы номиналом 0.1 ohm. Со­ответствующие точки контроля обозначены буквами А, B y C.

arroz. 2

Изначально я ориентиро­вался на дешевые мощные полевые транзисторы с вер­тикальным каналом, которые имел в наличиипара IRF540/IRF9540. Прежде чем брать в руки паяльник, я исследовал различные варианты схемы в среде Micro-Cap10.

Настройка базовой схемы

Схема в варианте рис.2 подходит для управления тран­зисторами, имеющими боль­шую крутизну (биполярными и полевыми транзисторами с вертикальным каналом). Если крутизна мала, como, в случае высококачественных и дорогих латеральных полевых транзисторов, можно исполь­зовать динамическую нагрузку или дополнительный каскад усиления. Рассмотрим общий случай настройки схемы для произвольных выходных транзисторов.

Вначале необходимо определиться с коэффи­циентом усиления и типом усилителя (инвертиру­ющий или неинвертирующий). На рис.3 показаны варианты включения инвертирующего (fig.Z,y) и неинвертирующего (Figura 3, b) усилителя для коэффициента усиления К=5 с номиналами рези­сторов и элементами частотной коррекции (для исключения самовозбуждения схемы).

arroz. 3

Настройка усилителя сводится к определению номинала резисторов R0 (fig.2), определяю­щих рабочую точку выходных транзисторов при заземленном входе управления, Vс=0. Ток покоя дифференциального каскада задается резисто­ром R5 (R4) и выбирается довольно значитель­ным, sobre 10 мА или примерно по 5 мА на пле­чо. Этот ток определяет необходимую величину смещения выходного транзистора, как падение напряжения на резисторе R0 за вычетом падения напряжения на переходе транзистора Т9 (Т10).

Окончательно ток покоя выходных транзисто­ров определяется величиной управляющего на­пряжения на входе Vс. Возможна точная балансировка усилителя путем изменения сопротивлений R5 и R4 таким образом, чтобы выходное напряже­ние стало близким к нулю, что впрочем, не име­ет особого смысла. Сопротивление резисторов R2 определяет предельную скорость закрыва­ния выходных транзисторов, но его чрезмерное уменьшение ухудшает линейность усилителя и приводит к избыточному тепловыделению у тран­зисторов Т9, Т10. Для пары транзисторов IRF540/ IRF9540 при усилении К=5 номиналы элементов схемы таковы: R0=820 Ом, R1 = 10 ohm, R2=270 Ом, R4=R5=1.4 кОм (при токе покоя около 70 mA), Сcor=68 пФ, транзисторы дифференциальных пар, как и предоконечныевыбраны средней мощности – T1, Т2, Т10 – BD139, Т3, Т4, Т9 – Bdl40. Остальные транзисторы n-типа – 2N5551, а р-типа – 2N5401. Тип выбранных транзисторов определялся главным образом их наличием у разработчика, а не специфическими требования­ми схемы.

Компенсация искажений

Она производилась в полном соответствии с методикой, изложенной в статье [8]. На рис.4 приводятся схемы компенсации для обоих вари­антов усилителей. Номиналы резисторов соот­ветствуют условию, что входным током усилите­ля можно пренебречь. Поскольку данное условие в действительности не выполняется, то оконча­тельная коррекция усиления усилителя А2 произ­водилась путем подстройки резистора обратной связи Rfb+Rin по минимуму искажений сигнала. Его оптимальная величина оказалась пример­но на 10% выше расчетной и составила 1650 Ohm en cambio 1500 ohm.

arroz. 4

На рис.5 показаны графики сигналов искаже­ний до (сверху) и после подключения схемы ком­пенсации искажений. На графиках показан вы­ходной сигнал для двух частот – 2 kHz y 20 кГц при токе покоя выходных транзисторов около 200 mA, напряжении питания ±30 В и выходном сигнале ±22 В (на графиках он, для сравнения, уменьшен в 1000 tiempo). Бросается в глаза полная идентич­ность сигнала искажений для базового усилите­ля, при столь существенно (на порядок) разли­чающихся частотах. Это не удивительно, так как усилитель обладает большим запасом по полосе пропускания и звуковой диапазон для него – esta, de hecho, квазистатический режим работы. Дру­гое дело, корректирующий усилитель А2, в ка­честве которого я применил NE5534. Поскольку спектр сигнала искажений изменяется прямо пропорционально частоте основного сигнала, то способность к компенсации искажений падает с ростом частоты. En frecuencia 2 кГц искажения по­давляются в 68 tiempo, y en 20 kHz – лишь в 23 plegar. Naturalmente, высокочастотная часть искажений подавляется слабее, поэтому в сигнале искаже­ний появляются острые пики выбросов.

Полученный усилитель по типу АЧХ приближа­ется к однополюсному с полюсом 1-го порядка. Частота полюса f(-45°)=2.3 МГц, F(-180°)=25 МГц f(0 dB)=13.6 МГц, сдвиг фазы 0.26° на 20 kHz. El amplificador es resistente a cargas de varios tipos., en particular, capacitivo en 2 uF, resistencia equivalente actual 4 Ohm en frecuencia 20 kHz.

(Continuará)

autor: Pavel Cherednik, Región de Volyn. Distrito de Shatsky, con. Molinos

Deja una respuesta

su dirección de correo electrónico no será publicada.