0

Выходной каскад УМЗЧ с динамическим контролем сквозного тока и компенсацией искажений

Меня в свое время поразила одна фраза из книги Боба Кордела [1], примерно такого содер­жания: «Любители лампового звука предпочи­тают звук латеральных полевых транзисторов». Возникал вопрос — как можно отличить звук уси­лителя с латеральными транзисторами, если ря­бит в глазах от числа нулей после запятой в коэф­фициенте искажений обоих усилителей?

Проблема в том, что в технических характери­стиках УМЗЧ искажения указываются не для реаль­ного сигнала под реальной нагрузкой, а для чистой синусоиды с частотой в 1 кГц на резистивной на­грузке. При этом измерения производятся на сиг­нале большой амплитуды, маскирующей практиче­ски все основные проблемы, возникающие вблизи нуля. Все оказывается прекрасно для любителей грохочущего «тяжелого металла». А те, кто хочет услышать шепот женщины на фоне контрабаса или тончайшие интонации голоса, вынуждены поку­пать ламповые усилители мощностью максималь­но 10 Вт при стоимости по тысяче USD за каждый ватт либо нагревать помещение транзисторными усилителями, работающими в классе А.

Все проблемные вопросы, касающиеся согла­сования позиций производителей УМЗЧ, которые заманивают потребителей крайне низким Кг (ме­нее 0.0001%, но на частоте 1 кГц) и меломанов, сводятся к трем проблемным позициям, которые можно обозначить как: проблема нуля (коммута­ционные искажения), проблема нагрузки, и про­блема испытаний.

Проблема нуля

Она возникает в двухтактных усилителях мощ­ности вблизи нулевого тока нагрузки, когда про­исходит передача управления выходным током от одного плеча усилителя к другому. Если вы­ходные транзисторы имеют определенный ток покоя, то при переходе сигнала через нуль воз­никает сквозной ток, проходящий через оба тран­зистора, усилитель на короткое время переходит в класс А, его внутреннее сопротивление падает, коэффициент передачи растет.

По мере роста выходного тока, один из выход­ных транзисторов постепенно запирается, а вто­рой, все еще находящийся на начальном участке входной характеристики, начинает полностью определять выходной ток и, если ток покоя отно­сительно невелик, его внутреннее сопротивление (обратное крутизне при данном токе) резко пада­ет. Следовательно, для нормальной работы в та­ком режиме ток покоя транзисторов должен быть довольно значи­тельным (класс АВ).

По этой причине, большинство авторов монографий [1-4] ре­комендует режим работы выходного каскада в режиме близком к классу В, когда каждое плечо усилителя отрабатывает ровно половину сигна­ла, а другую половину — находится в «отсечке». Это достигается подбором оптимального сме­щения на базах выходных транзисторов, когда сигнал уже не «режется», но еще и не возникает заметный сквозной ток.

По умолчанию предполагается, что при вы­ходных напряжениях усилителя близких к нулю относительная величина искажений (Кг) может быть сколь угодно большой, так как абсолютная величина искажений получается их умножением на незначительную величину выходного сигна­ла и результат оказывается пренебрежимо мал. Все получается прекрасно при большом сигнале и главное, при резистивной нагрузке. Проблема в том, что при нарастании сигнала вблизи нуля, ког­да выходные транзисторы только-только вышли из состояния отсечки тока, усилитель с глубокой ООС вынуждено переходит на предельный режим работы, форсируя открывание транзистора. В этот момент усиление резко падает, выходное со­противление возрастает, возникают переходные искажения, которые принципиально невозможно устранить при помощи обратной связи.

Это демонстрируют простые, грубые оценки. Действительно, скорость нарастания выходно­го сигнала с амплитудой около 30 В и частотой 20 кГц достигает 4 В/мкс. Выходной ток усили­теля величиной 100 мА на нагрузке 4 Ом дости­гается при выходном напряжении 0.4 В за время 0.1 мкс. [0.4 В/(4 В/мкс)=0.1 мкс]. За это время предварительный усилитель должен успеть разо­гнать выходной транзистор, вовремя затормо­зить и обеспечить режим полного контроля тока.

Это означает, что время установления пере­ходной характеристики всего усилителя в ма­лосигнальном режиме должно быть, во всяком случае, не хуже примерно 0.1 мкс, что на порядок меньше того, что мы имеем в реальных конструк­циях УМЗЧ. Таким образом, мы получаем «мерт­вую зону», в которой свойства выходного сигнала зависят уже не от входного сигнала, а от внутрен­них свойств усилителя. Фактически усилитель на короткое время переходит в импульсный ре жим работы, когда его свойства определяются переходными характеристиками, зависящими от амплитудно-фазо-частотых характеристик в вы­сокочастотной области (в мегагерцовом диапа­зоне). Спектр сигнала искажений, возникающих в подобных процессах, также простирается до мегагерцовой области.

Проблема нагрузки

В дальнейшем мы сталкиваемся со второй про­блемой, которая часто игнорируется, — проблемой нагрузки. Одни (например, А. Данилов [4]) утверж­дают, что резистивная нагрузка нагружает усили­тель, во всяком случае, не меньше чем реальная, другие (например, Слоун [3]) ссылаются на отсут­ствие стандартов нагрузки, как будто это аргумент, чтобы пользоваться нагрузкой, не соответствую­щей реальной. Безусловно, работа на резистив­ную нагрузку в определенном отношении отражает качество усилителя, но понимание общей пробле­матики все же необходимо. Реальность же такова, что нагрузка в виде динамической головки громко­говорителя является принципиально иным типом нагрузки по сравнению с резистивной.

Главное отличие (помимо индуктивности, что менее существенно) состоит в наличии противо-ЭДС головки, пропорциональной скорости зву­ковой катушки (ЗК) и направленной против ЭДС усилителя. Рассмотрим вариант, когда частота сигнала выше диапазона частот резонансного пика головки.

В таком случае во время действия одной из полуволн сигнала происходит разгон ЗК, а макси­мальное значение скорости достигается ровно в момент нуля выходного сигнала — сигнал скорости звуковой катушки отстает на 90 градусов от сигна­ла ускорения. В этот же момент (нуля выходного напряжения) значение тока противо-ЭДС дости­гает максимального значения, и этот ток должен гасится внутренним сопротивлением усилителя. Отметим, что ток противо-ЭДС весьма значите­лен и может даже превышать рабочий выходной ток усилителя. Кроме того, при реальном сигнале сдвиг фаз между током усилителя и его выходным напряжением приводит к тому, что точка пересе­чения нуля выходным током УМЗЧ «гуляет» в пол­ном диапазоне выходных напряжений, а не в нуле, как в случае резистивной нагрузки. Проблема ну­ля становится проблемой всего УМЗЧ.

Аналогичное несоответствие между харак­тером нагрузки и типом входного сигнала по­рождает проблему испытаний. Испытательный сигнал, наиболее соответствующий реальному, должен представлять собой белый шум, либо шу­мовой сигнал, стандартизированный по DIN. На­грузка — это динамическая головка, а искажения определяются методом компенсации выходного сигнала УМЗЧ входным сигналом в полном рабо­чем диапазоне уровней выходного сигнала. При этом получается полная векторная погрешность, учитывающая нелинейные, интермодуляционные и фазовые искажения.

Если величина полученных при таком испыта­нии искажений уложится в 0.1 %, то можно утверж­дать, что погрешность, вносимая усилителем, находится вне пределов восприятия по крайней мере, средним ухом. Такие испытания помогут выявить истинную цену претензий на «безукориз­ненность» или даже «абсолютность» УМЗЧ.

Корень перечисленных проблем — в низком ка­честве выходного каскада УМЗЧ. Каскад, лишен­ный переходных искажений, имеющий малые ис­кажения всех видов в звуковом диапазоне частот, незначительный по ширине спектр гармоник, свободно работающий на реактивную нагрузку любого вида — такой каскад снимает эти пробле­мы. Именно о таком каскаде пойдет речь ниже.

1. Анализ ситуации и постановка задачи.

Следует подчеркнуть: наличие «мертвой зоны» в поведении выходных транзисторов — проблема не этих транзисторов, а всей схемы, работающей с ООС, поскольку в эти моменты весь усилитель до предела форсирует усиление, а затем доволь­но долго «выходит из шокового состояния». Вы­бросы напряжения, связанные с режимом пре­дельного усиления, и дребезг, сопровождающий выход из этого режима, будут наблюдаться в лю­бых точках УМЗЧ. Установка выходных индуктив­ностей для подавления выбросов идущих на на­грузку — это зарывание головы в песок, поскольку выбросы не исчезают в самой схеме. Эмиттерный или истоковый повторитель сам по себе ни­когда не создает выбросов или дребезга, потому что работает в полном соответствии со своими возможностями без форсажа и перегрузок.

Первый критерий нормальной работы усили­теля — отсутствие выбросов напряжения или дре­безга, свидетельствующих о перегрузке отдель­ных элементов схемы в рабочем диапазоне частот и амплитуд. Эти выбросы должны отсутствовать в чистом сигнале искажений, так как в полном сиг­нале они маскируются основной амплитудой.

Второй критерий качества — коэффициент ис­кажений не должен возрастать при уменьшении амплитуды выходного сигнала. Значительно луч­ше, если он будет уменьшаться.

Третий критерий — усилитель должен нормаль­но работать на реактивную нагрузку (емкость или индуктивность) создающую на некоторых часто­тах сопротивление эквивалентное омическому.

Дуглас Селф, детально исследовавший пере­ходные искажения в выходных каскадах [2], шел по пути поиска оптимального смещения на базах выходных транзисторов, при котором искажения выходного каскада будут минимальны. При этом найденный оптимум относился к статическому (или квазистатическому, то есть низкочастотно­му) режиму работы каскада, для больших амплитуд и резистивной нагрузки. Он также показал, что с уменьшением амплитуды сигнала относи­тельные искажения растут, впрочем, абсолютная их величина падает, что показалось ему вполне приемлемым.

Однако на большинстве графиков, приводимых автором, наблюдается рост искажений прямо пропорциональный частоте, начиная с 1 — 2 кГц. Это свидетельствует о наличии динамической составляющей искажений, роль которой растет с частотой, так как она не может быть эффективно подавлена обратной связью. Поэтому общий вы­вод автора о преимуществах класса В, оптими­зированного по напряжению смещения, следует отнести только к низкочастотному диапазону, примерно до 2 кГц. На более высоких частотах преимущество имеют усилители, работающие на значительных токах покоя. Динамическая состав­ляющая искажений связана с переходом пред­варительного усилителя на предельные режимы, в связи с его неспособностью быстро перевести выходные транзисторы в активный режим.

Хун-Чан Лин достоин памятника — структура его УМЗЧ, опубликованная в далеком 1956 году, продолжает доминировать в 21 веке. Однако, совершенствование каскадов предварительно­го усиления с последующим применением ООС равносильно применению припарок для ожив­ления мертвого тела — на закрытый или перегру­женный транзистор обратная связь не действует.

Коренной недостаток структуры Лина — совме­щение управления выходным каскадом по посто­янному и по переменному току. Сигнал опреде­ленной полярности включает соответствующее плечо выходного каскада и одновременно вы­ключает другое плечо, что приводит к вышеопи­санным явлениям.

Попытки решить проблему в рамках той же структуры сводились к следующему простому принципу — необходимо реализовать такой режим работы выходных транзисторов, при котором не допускается состояние отсечки тока. За рубежом подобные публикации появились в начале 1980-х годов и данный режим впоследствии получил на­звание Super А или Non switching. Насколько мне известно, одна из первых конструкций такого ти­па на советском пространстве была предложена Ю. Митрофановым в 1986 году [5]. Он обозначил данный режим как «экономичный режим А». Прин­цип организации подобного выходного каскада наиболее четко выражен в усилителе Г. Брагина [6]. Следует рассмотреть его более детально, чтобы выявить недостатки такого подхода.

Существенные детали, поясняющие работу схемы, показаны на рис.1. По мере того, как по­ложительная полуволна заканчивается, ток через сопротивление Ro падает, транзистор Т3 приот­крывается напряжением на диоде, и возникаю­щий ток с коллектора Т3 используется (с помо щью соответствующей схемы) для приоткры- вания транзистора Т1 с целью поддержания определенного уровня выходного тока на весь период действия отри­цательной полуволны. Когда снова приходит положительная полу­волна, транзистор Т1 уже полуоткрыт и мяг­ко включается в работу без скачков и перегру­зок. Измерения, про­веденные автором, по­казали значительное сужение спектрального состава гармоник.

Рис. 1

Казалось бы, все получается красиво, кроме одного — цепи поддержания выходного тока име­ют нелинейный характер и работают автономно, каждая в своем плече и только в период актив­ности противоположного плеча. Это приводит к неприятным последствиям. Согласно правилу Кирхгофа сумма токов в узле (на выходе усилите­ля) всегда равна нулю: 1+ — 1 — Iout = 0. Так как от­рицательное плечо «ничего не знает» о процессах в положительном плече, его ток пропорционален входному сигналу KUin. Получаем Iout = 1+ — KUin. Избыточному току положительного плеча некуда деваться, кроме как идти в нагрузку, и он стано­вится чистым источником нелинейности (искаже­ний типа меандра). Вновь созданная трудность героически преодолевается за счет действия об­щей обратной связи.

Мы приходим к выводу, что дополнительный ток, проходящий через выходные транзисторы должен быть одинаков для обоих плеч. Это дол­жен быть сквозной ток и усилитель должен под­держивать режим одинакового (не обязательно постоянного)сквозного тока.

Такой режим автоматически реализует­ся при использовании вышеупомянутых лате­ральных полевых транзисторов [2SK1056(57, 58)/2SJ160(161,162), 2SK133(134,135)/2SJ48(49,50), BUZ901(900)/BUZ906(905)], включаемых по схеме с общим истоком. Дело в том, что для этих транзисторов характерно наличие тока стока при нулевом напряжении затвор-исток (около 100 мА для пары 2SK1058/2SJ162). Отсечка тока отсут­ствует, а «мягкость» входной характеристики этих транзисторов — плавно нарастающая крутизна и термостабильная точка вблизи 150 мА позволяют при грамотном подходе достичь хороших резуль­татов простыми средствами. Как видим, выбор аудиофилов вполне согласуется с объективными факторами.

Совсем по-иному обстоит дело с полевыми транзисторами с вертикальным каналом, у которых рабочая область начинается с несколь­ких вольт напряжения затвор-исток. Неприят­ность усиливается тем фактом, что данный тип транзисторов технологичен, обладает рядом технических достоинств (в частности, большой крутизной), широкой номенклатурой и низкой стоимостью, из-за чего такие транзисторы мас­сово устанавливают в выходные каскады УМЗЧ.

А. Гладкий популяризирует схемы усилителей с раздельным усилением полуволн и последую­щим их сложением на выходе [7]. В таком вари­анте может быть получена хорошая стабилизация токов покоя (каждое плечо работает как усили­тель тока) и достаточно полная компенсация этих токов при их суммировании в нагрузке. Возни­кают вопросы только в отношении двух момен­тов — работы усилителя при малых напряжениях (в связи с расщеплением полного сигнала на две полуволны при помощи диодов), а также — при реактивной нагрузке усилителя (так как каждое плечо работает с ООС по выходному току, а об­щая ООС — по выходному напряжению).

Природа искажений в двухтактном УМЗЧ со­стоит в постоянном изменении режима работы мощного транзистора — за одну полуволну сигна­ла его рабочая точка проходит цикл от отсечки до максимума тока и обратно до отсечки. Пробле­ма решается в усилителях класса А, где рабочая точка транзистора остается практически неиз­менной, а искажения сигнала незначительны и связаны только с меняющимся падением напря­жения на транзисторе (эффект Эрли). Некоторый эффект дает режим АВ, при условии, что ток по­коя транзистора значителен (около 20% макси­мального). Но все же — это полумера: искажения возрастают, как только закрывается транзистор противоположного плеча, и весь ток работающе­го транзистора начинает течь в нагрузку.

Исследования показывают, что обеспечить хорошую и непрерывную управляемость работы транзисторов выходного каскада можно, если ток проходит через выходные транзисторы всегда, и всегда превышает ток, идущий в нагрузку. В этом случае гармонический состав спектра искажений постепенно сводится к одной — второй гармонике.

Учитывая вышесказанное, мы можем сформу­лировать требования к режиму работы полноцен­ного выходного каскада.

  1. Токи, проходящие через выходные тран­зисторы должны превышать токи, проходящие через эти транзисторы в нагрузку, причем же­лательно обеспечить возможность управления этим избыточным током.
  2. Избыточный ток должен быть одинаковым (по модулю) для обоих плеч выходного каскада еще до включения обратной связи. (ООС уравни­вает эти токи в любом случае, но это уравнива­ние не бывает полным). Другими словами, схема должна обеспечивать наличие непрерывного и управляемого сквозного тока через выходные транзисторы и оба транзистора непрерывно должны находиться в активном режиме. Следу­ет также в схемном решении учитывать наличие динамической составляющей искажений, зави­сящей от скорости нарастания выходного напря­жения.

2. Схемное решение.

Для начала необходимо «разрубить Гордиев узел» схемы Лина — совмещение управления вы­ходным каскадом по постоянному и по перемен­ному току. Цепи усиления сигнала и цепи управ­ления режимом работы должны быть разделены и не оказывать взаимного влияния. При этом вы­ходной каскад превращается в функционально отдельный узел (четырехполюсник), имеющий вполне определенные характеристики, знание ко­торых необходимо для построения общей схемы.

Требование независимости управления ре­жимом сильно ограничило возможности выбо­ра схемных решений, более того, предоставило только один-единственный вариант — дифферен­циальный усилительный каскад. Его особенность в том, что токовый сигнал, подаваемый на эмит­теры дифференциальной пары, воспринимается усилителем как синфазная помеха и подавляется с эффективностью порядка 60 дБ. В то же время, этот сигнал управляет синфазным напряжением на коллекторных резисторах, и это напряжение можно использовать для управления режимом мощных выходных транзисторов, включенных по схеме с общим эмиттером (общим истоком). Управление реализуется путем использования датчиков тока — резисторов, установленных в це­пи прохождения тока нагрузки и если нужно, то и в цепях выходных транзисторов. Собственно в этом и состоит идея схемного решения, которая может быть реализована в неограниченном числе вари­антов, в зависимости от конкретной задачи и име­ющейся элементной базы. Один из возможных вариантов построения схемы рассмотрен ниже.

Схема строилась максимально «короткой», что­бы в полной мере использовать частотные свой­ства выходных транзисторов и избежать появления дополнительных полюсов частотной характери­стики. Кроме того, дифференциальный каскад да­ет возможность использовать метод уменьшения искажений с помощью компенсирующего вход­ного тока [8]. Этот метод не использует обратной связи и поэтому он не создает новых полюсов АЧХ.

Базовая схема выходного каскада показана на рис.2. Это — стандартная симметричная схе­ма дифференциального усилителя с мощными выходными транзисторами. Его особенность — в симметричном управлении током покоя (сквоз­ным током) дифференциальных пар верхнего и нижнего плеча — выход Ус (повышение тока по­коя соответствует отрицательному напряжению на входе Vс). Собственно это управление и позволяет ре­шать проблемные вопросы вы­ходных каскадов. Вопрос лишь в грамотной организации это­го управления. Датчиками, по­зволяющими контролировать токи выходных транзисторов и ток нагрузки, являются рези­сторы номиналом 0.1 Ом. Со­ответствующие точки контроля обозначены буквами А, В и С.

Рис. 2

Изначально я ориентиро­вался на дешевые мощные полевые транзисторы с вер­тикальным каналом, которые имел в наличии — пара IRF540/IRF9540. Прежде чем брать в руки паяльник, я исследовал различные варианты схемы в среде Micro-Cap10.

Настройка базовой схемы

Схема в варианте рис.2 подходит для управления тран­зисторами, имеющими боль­шую крутизну (биполярными и полевыми транзисторами с вертикальным каналом). Если крутизна мала, как например, в случае высококачественных и дорогих латеральных полевых транзисторов, можно исполь­зовать динамическую нагрузку или дополнительный каскад усиления. Рассмотрим общий случай настройки схемы для произвольных выходных транзисторов.

Вначале необходимо определиться с коэффи­циентом усиления и типом усилителя (инвертиру­ющий или неинвертирующий). На рис.3 показаны варианты включения инвертирующего (рис.З,а) и неинвертирующего (рис.3,б) усилителя для коэффициента усиления К=5 с номиналами рези­сторов и элементами частотной коррекции (для исключения самовозбуждения схемы).

Рис. 3

Настройка усилителя сводится к определению номинала резисторов R0 (рис.2), определяю­щих рабочую точку выходных транзисторов при заземленном входе управления, Vс=0. Ток покоя дифференциального каскада задается резисто­ром R5 (R4) и выбирается довольно значитель­ным, около 10 мА или примерно по 5 мА на пле­чо. Этот ток определяет необходимую величину смещения выходного транзистора, как падение напряжения на резисторе R0 за вычетом падения напряжения на переходе транзистора Т9 (Т10).

Окончательно ток покоя выходных транзисто­ров определяется величиной управляющего на­пряжения на входе Vс. Возможна точная балансировка усилителя путем изменения сопротивлений R5 и R4 таким образом, чтобы выходное напряже­ние стало близким к нулю, что впрочем, не име­ет особого смысла. Сопротивление резисторов R2 определяет предельную скорость закрыва­ния выходных транзисторов, но его чрезмерное уменьшение ухудшает линейность усилителя и приводит к избыточному тепловыделению у тран­зисторов Т9, Т10. Для пары транзисторов IRF540/ IRF9540 при усилении К=5 номиналы элементов схемы таковы: R0=820 Ом, R1 = 10 Ом, R2=270 Ом, R4=R5=1.4 кОм (при токе покоя около 70 мА), Сcor=68 пФ, транзисторы дифференциальных пар, как и предоконечные — выбраны средней мощности — Т1, Т2, Т10 — BD139, Т3, Т4, Т9 — BD140. Остальные транзисторы n-типа – 2N5551, а р-типа – 2N5401. Тип выбранных транзисторов определялся главным образом их наличием у разработчика, а не специфическими требования­ми схемы.

Компенсация искажений

Она производилась в полном соответствии с методикой, изложенной в статье [8]. На рис.4 приводятся схемы компенсации для обоих вари­антов усилителей. Номиналы резисторов соот­ветствуют условию, что входным током усилите­ля можно пренебречь. Поскольку данное условие в действительности не выполняется, то оконча­тельная коррекция усиления усилителя А2 произ­водилась путем подстройки резистора обратной связи Rfb+Rin по минимуму искажений сигнала. Его оптимальная величина оказалась пример­но на 10% выше расчетной и составила 1650 Ом вместо 1500 Ом.

Рис. 4

На рис.5 показаны графики сигналов искаже­ний до (сверху) и после подключения схемы ком­пенсации искажений. На графиках показан вы­ходной сигнал для двух частот — 2 кГц и 20 кГц при токе покоя выходных транзисторов около 200 мА, напряжении питания ±30 В и выходном сигнале ±22 В (на графиках он, для сравнения, уменьшен в 1000 раз). Бросается в глаза полная идентич­ность сигнала искажений для базового усилите­ля, при столь существенно (на порядок) разли­чающихся частотах. Это не удивительно, так как усилитель обладает большим запасом по полосе пропускания и звуковой диапазон для него — это, по сути, квазистатический режим работы. Дру­гое дело, корректирующий усилитель А2, в ка­честве которого я применил NE5534. Поскольку спектр сигнала искажений изменяется прямо пропорционально частоте основного сигнала, то способность к компенсации искажений падает с ростом частоты. На частоте 2 кГц искажения по­давляются в 68 раз, а на 20 кГц — лишь в 23 раза. Естественно, высокочастотная часть искажений подавляется слабее, поэтому в сигнале искаже­ний появляются острые пики выбросов.

Полученный усилитель по типу АЧХ приближа­ется к однополюсному с полюсом 1-го порядка. Частота полюса f(-45°)=2.3 МГц, f(-180°)=25 МГц f(0 дБ)=13.6 МГц, сдвиг фазы 0.26° на 20 кГц. Уси­литель устойчив при нагрузках различного типа, в частности, емкостной в 2 мкФ, эквивалентной по току резистору 4 Ом на частоте 20 кГц.

(Продолжение следует)

Автор: Павел Чередник, Волинськая обл. Шацький р-н, с. Мельники

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.